减少信号失真的一种最有效的方法是对输入信号进行分路，独立地放大每一路信号，然后进行合路。由于只是将信号分路，所以每个信道在分路时的损耗可在合路时进行补偿。此时分路网络中的噪声指数取决于放大器的噪声指数以及分路单元的插入损耗。随着路径数目的增加，网络的复杂性和插入损耗也会上升。

    为了进一步消除干扰噪声，可对放大器进行线性化。前馈或笛卡儿反馈回路就具有线性补偿能力，尤其前馈技术，能充分满足软件无线电对带宽和噪声指数的需求。基本原理是：首先获取一个偏差信号，此信号仅包含放大器造成的失真成分，然后在放大器的输出中减去偏差信号，从而得到线性度较好的有用信号。前馈补偿网络如图3所示，基本过程是：

    首先将输入信号分到两个相同的通路：两条路径的延迟时间相同，每一通路分得的信号比例可以不同。主路径信号由主放大器G1放大（失真主要从这里产生）。直接耦合线圈C1从主放大器输出信号中耦合一部分信号，并将其送至减法器，在减法器中减去次路径分离出的同相信号，相减的结果是获取了一个偏差信号，此信号中包含了来自主放大器的失真信息，理想情况下，应该不再有原始信号的成分。偏差信号经过放大器G2放大，并送入输出耦合器。要求G2和C1的延迟时间相同。同时主路径的信号反相馈至输出耦合器，在输出耦合器中经过偏差信号的作用，主路径信号中的失真波形将被抵消。最终产生了线性度较好的放大信号。

    采用前馈技术可以工作在很宽的带宽上。由于放大器的噪声指数由系统中的元器件决定，而在前馈网络中，噪声(不包括补偿器件的噪声)与失真信号经过同样的处理，所以，噪声在网络中得到了抑制，降低了噪声指数。因此，只须注意减少次路径中的损耗即可。

    中频处理

    射频信号经过混频处理至中频，包含一个宽带信号或许多窄带信号。信号还要经过中频放大，然后再进行高速A/D变换。因此，中频放大器仍要具有一定的动态范围，才能获得低噪声、低失真的信号。同样可采取前馈技术，但要注意所使用的放大器和耦合器必须有平坦的频率响应特性。通过两个前馈网络，可以使信号提高 41dB，而噪声指数下降4dB。

    镜象抑制混频器

    传统的窄带接收机中，一般在混频前使用预选滤波器进行镜象抑制。但是，这种结构已经不能满足多信道接收机的要求。

    近年来采用镜象抑制技术和低变频损耗的混频二极管，使混频器的噪声性能进一步得到改善。图4是镜象抑制混频器的原理图。同相等幅的高频信号分别加至两个平衡混频器，本振信号经90°混合接头后分别加至两个混频器中，两个混频器输出的中频信号加至具有90°相移的中频混合接头。在中频输出端，使得镜象干扰相消，中频信号相加。理论分析和实践证明，镜象抑制混频器的噪声系数比一般镜象匹配混频器低2dB左右。

    镜象抑制混频器具有噪声系数低、动态范围大、成本低等优点。在0.5～20GHz频率范围，噪声系数为4～6dB。进一步采用计算机辅助设计、高品质因数低分布电容的肖特基二极管和超低噪声系数的中频放大器，在1～100GHz频率范围内，可使噪声系数降低3～5dB。然而，目前较好的镜象混频器IC仅能提供35dB的镜象抑制，而且带宽有限。因此，仅仅通过提高工艺水平是无法满足要求的。一方面要提高混频器中各部分的性能，尤其是提高90°移相器的性能（失真的主要来源），另一方面从整个系统入手，寻求一种最佳的镜象抑制混频器。

结语

    数字信号处理技术的发展使得无线电台的模块化、软件化程度提高。然而，由于目前A/D变换器的性能有限，若完全实现电台的数字化，还有一定的难度。如何解决A/D性能的限制呢？一是可以使用高速低分辨率的ADC多片，并联使用。二是在天线端，连接射频前端，将信号频率降至ADC能够使用的范围。三是利用带通滤波器划分频带，对于感兴趣的频段利用带通采样原理降低采样频率。后面两种解决办法降低了软件无线电系统的“软件化”程度。要彻底解决这个问题，还有待于硬件技术的突破。

    因此，在A/D变换器等相关器件的性能没有改善之前，在软件无线电系统的体系结构设计过程中，必须考虑宽带射频前端的实现问题，其中重中之重是尽量提高射频前端的灵活性。