研究结果表明，当高通滤波器的fC为传输数据速率的0.1％时，数据能够被正确地传输和恢复。针对IEEE 802.11接收机fC设计应该达到10 kHz。

图6是交流耦合高通滤波器的具体实现电路。采用线性区MOS器件提供兆欧级电阻，可以节省电阻面积。

设计偏置电路，使M1工作在饱和区，M2工作在线性区，那么，

如果L2=L1，W1=W2，则Ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的Ron2。

电路设计时需要注意2个问题：一是M1和M2开启电压的失配，因此需要将晶体管过驱动电压设计大于200 mV抑制失配的影响；二是由于输入信号电平导致M2的Ron2变化，幸运的是，鉴于信号波形特性，信道内的失真容限很高，而耦合电容在邻信道频率呈现较低阻抗，信道外失真较大。

2.4 基带线性放大器

图7是基带线性放大器和差分高通滤波器的完整电路。

与图6不同的是，M2、M3共用一个M1晶体管做偏置。基带放大器采用单管直接带负载电阻输出，以提高电路的线性度，改善系统整体性能。

2.5 信道选择滤波器

图8是简单的信道选择滤波器电路。其中运算放大器连接成单位增益，可以用源极跟随器实现，但为了降低引入闪烁噪声，源极跟随器应该使用大尺寸的晶体管。

信道选择滤波器的传输函数计算公式为：

2.6 l／f闪烁噪声

在直接下变频结构中，l／f闪烁噪声是不可避免的，需要设计者仔细考虑。然而对于IEEE 802.11b／g协议的22 MHz信道带宽(基带信号占用11 MHz以内的频带)，具有几百kHz拐角频率闪烁噪声的影响可以降到忽略不计的程度。证明如下。

如果fcorner=200 kHz，有Sl／f(200 kHz)=Sth，这里Sl／f和Sth分别表示l／f噪声和热噪声的功率谱密度。假设Sl／f=K／f，其中K=(200 kHz)×Sth。下面计算从10 kHz到11 MHz总的噪声：

如果电路没有闪烁噪声，总的噪声功率为：V2n=(11 MHz)Sth，仅仅低了0.2 dB。根据文献[2]分析，即使考虑到100 Hz的闪烁噪声，信噪比最大的退化也低于0.6 dB。因此，这里低频闪烁噪声并不足以影响系统整体性能指标。

3 版图和设计结果

接收机射频前端使用TSMC 0.18μm CMOS工艺实现，版图面积为1 280μm×1 200μm。图9给出了整个系统的版图照片。

图10是系统低频基带部分的传输函数，-3 dB带宽为9 kHz～11 MHz。

接收机前端性能总结如下：输入频率为2.4 GHz，噪声系数为3.5 dB，电压增益为31 dB，S11为小于-15 dB，IIP3为-8 dBm，IP2为大于+30 dB，输入ldB功率为-25 dB，采用工艺为CMOS 0.18μm，功耗为32 mW。可以看出，在兼顾低功耗和线性度同时，获得了非常好的增益和噪声性能。