S4的控制信号与S3的控制信号相反。通过这样的控制，便可以输出如图4所示的波形，虽然其输出波形与单相桥的单极性调制输出的波形类似，dv/dt较小，但是这个方式导致两桥臂的功率不均衡。

　　2） 双极性调制：H型逆变器的双极性调制与单相桥的双极性调制一样，控制信号的产生方式是相同的，区别在于一个是单桥臂，一个是双桥臂。为了解决这样的问题，将如图2的控制信号输入给S1和S4，S2和S3与S1和S4的信号反向。这种控制方式只能出现两种开关状态的组合，即S1和S4同时导通，S2和S3同时关闭;S1和S4同时关闭，S2和S3同时导通。可以输出与单相桥双极性调制相类似的波形。虽然这种方式 输出波形的dv/dt较大，会产生高次谐波，对系统的冲击增大，但是功率单元两桥臂的功率是均衡的，同时其控制方法简单，易于实现。由于高压变频器系统中，控制信号的输出单元和功率单元之间有一段距离，它们之间是通过光纤连接到一起的，采用这种方法可以减少光纤的使用，降低产品的成本，同时也降低了现场布线的难度。

　　3） 单极性调制：虽然单桥臂斩波的方式能够实现与单相桥单极性调制相类似的输出波形，但是其这种控制方式存在着固有的缺陷，在这里介绍另一种控制方式。如图1所示，S1由图5所示的控制信号控制，S3由如图6所示的控制信号控制，S2与S4分别为S1和S2控制信号的反向信号。图5和图6所示的控制信号是基波相位差180度的对称式SPWM信号。由于基波相位差180度，那么两路控制信号相对应的载波周期的占空比为1，即为互补。输出的波形会出现四种组合：S1导通，S3关闭，输出+Udc;S1导通，S3导通，输出0;S1关闭，S3关闭输出0;S1关闭，S3导通，输出-Udc。见图中虚线左侧部分，会出现前三种开关组合，虚线右侧会出现后三种开关组合，即可以输出如图7所示占空比满足正弦变化的PWM波。

　　采用这种方式实现的PWM控制，实现了由单极性SPWM向双极性SPWM的转化，实现了左右桥壁的功率平衡，同时采用这种方式得到的逆变器输出电压谐波很低，输出不需要采用滤波器，被称为完美无谐波逆变器。在变频器控制中，通常采用DSP控制，由于DSP只能输出两种电平，不能直接实现单极性SPWM，需要外加器件的辅助，采用此方法利用功率单元的组合逻辑关系（逻辑关系如表1），代替了外加器件的功能，节省了器件，降低了开发成本和开发难度，控制简单，易于实现。

　　表1 逻辑关系

5 结束语

　　在大功率高压变频器技术中，PWM控制技术是其核心技术之一，一个良好的PWM控制策略是产品性能的保证，在本文中主要针对H桥级联型大功率高压变频器的PWM控制方式进行了探讨，给出了三种实现方式，并针对其实现的方法及性能进行了分析和比较。