关键字： 准谐振反激式变换器  Quasi-Resonant  准谐振  flyback converter  反激式变换器 

准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。

近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。

图1：准谐振反激式变换器原理图。

准谐振反激式变换器的工作原理

图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中：L_P为初级绕组电感量，L_LEAK为初级绕组漏感量，R_P是初级绕组的电阻，C_P是谐振电容。

由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统反激式变换器的开关管漏源极间电压V_DS的波形图。这里V_IN是输入电压，V_OR为次级到初级的折射电压。

由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L_P、C_P决定，衰减因子由R_P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。

设计参数的确定

设计反激式变换器，通常需要确定以下参数：

f_S：变换器的工作频率；

I_PMAX：初级绕组的最大峰值电流；

V_INMIN：最低直流输入电压；

L_P：初级绕组电感量；

V_OR：次级到初级的折射电压。

对于工作频率f_S恒定的反激式变换器，以上参数可以通过输入输出指标以及选用的相关元器件等信息来确定，这个过程比较简单。但是，对于准谐振反激式变换器，上述过程就比较复杂，这是因为在准谐振模式下，工作频率f_S是变化的，f_S变化了，I_PMAX和L_P也就无法确定，整个设计似乎是无从下手，这正是本文所要解决的问题。

首先详细分析一下准谐振反激式变换器的工作周期。图3是准谐振反激式变换器的MOSFET的漏极电压在一个工作周期内的波形。由图可见，准谐振模式的工作周期由三部分组成：T_ON、T_OFF、T_W。

当开关管导通时，初级绕组(感量为LP)有电流流动，这个电流将以斜率V_IN/L_P逐渐增大。当电流达到预定的最大值I_P时，控制器将关断开关管。因此，开关管的导通时间T_ON可由等式(1)确定：

开关管关闭后，存储在变压器中的能量将被传递到次级绕组。T_OFF代表了次级绕组释放能量的过程，其值可由等式(2)确定：

其中，L_S：次级绕组电感量，I_PS：次级绕组峰值电流，V_OUT：输出电压，V_DS：输出整流二极管的压降。

图2：断续模式的反激式变 换器的开关管漏极电压波形。

设变压器初次级绕组的匝比为N，即：

则存在以下关系：

将(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得：

当次级绕组中的能量释放完毕之后，次级绕组将停止导通，初级绕组上的折射电压V_OR也将消失。由于初级电感量L_P和开关管漏极电容C_P以及电阻构成一个RLC谐振电路，因此折射电压将按等式(8)变化：

其中，a=R_P/(2*L_P)，是衰减因子，

是谐振频率。由此可得开关管的漏极电压为：

观察(9)式可知，当

时，V_DS(t)具有最小值。解方程(10)可得：

该值就是我们要求的T_W，即：

至此就可得出准谐振反激式变换器的一个完整工作周期为：

则其工作频率：

另外，对于反激式变换器还存在以下的功率传递等式：

式中：P_OUT为输出功率；η为变换器的效率。

对(14)式进行整理可得：

将 (15)式代入(13)式整理可得：

(16)式中，P_O和V_IN是已知量，可由设计要求确定。效率η的经验值是0.8～0.9，对高电压输出取0.85～0.9，对低电压输出取0.8～0.85。这样，对于(16)式，要想解出I_P的值，还必须确定V_OR、C_P、f_S三个未知量，下面逐一进行分析。

1.V_OR是次级到初级的折射电压。在传统的反激式变换器中，它的取值与开关管的漏极击穿电压V_DSS、最大输入直流电压V_INMAX等参数有关。在准谐振模式下也是如此，稍有不同的是，在准谐振模式下，为了在尽可能大的范围内实现零电压导通，V_OR总是希望取得大一些，因此通常会选用800V的MOSFET。可按(17)式确定V_OR的大小：

式中，ΔV为初级绕组的漏感L_LEAK与开关管的漏极电容C_P形成的尖峰电压，经验取值为0.2V_DSS，则(17)式变为：

图3：准谐振反激式变压器 的开关管漏极电压波形。

2.C_P是开关管漏极对地的电容，属于谐振电容。它与初级绕组的漏感L_LEAK形成第一个谐振电路，与初级绕组的电感L_P形成第二个谐振电路。第一个谐振电路在开关管关断时产生尖峰电压，因此决定着开关管上的最高电压；第二个谐振电路决定着前文提到的T_W。C_P的确定可分两种情况，一是开关管的漏极没有额外增加电容，C_P只包括MOSFET的漏源极间电容C_OSS和其它一些分布电容(注：此时电源系统要增加RCD箝位电路以抑制电压尖峰)。这种情况下，C_P可用C_OSS来近似地表示。也许有人会提出，C_OSS会随MOSFET的漏源极间电压V_DS的变化而变化，这该如何确定？实际上，不必为此担心，因为只有当V_DS特别小时，C_OSS才会有显著的变化。如果我们取V_DS=25V时的C_OSS，则不会有什么影响(大部分公司的数据手册中给出的C_OSS，大多是在V _DS=25V的条件下测得的)。第二种情况是开关管的漏极额外增加了一个电容C_D，此时C_P包括C_D以及C_OSS等杂散电容。C_P可由(19)式来确定：

其中，I_P：初级绕组的峰值电流，L_LEAK：初级绕组的漏感。

整理(19)式可得：

工程中常取L_LEAK=0.2*L_P，将其代入(20)式可得：

另外，对(14)式进行整理可得：

将(22)式代入(21)式可得(23)式：

图4：MOSFET的漏源极间电压波形。

按照(23)式得出的C_p，在较大输出功率(例如大于60W)的情况下，计算值可能偏大。当然，较大的C_p值可以很好地抑制开关管漏极的尖峰电压，但是C_p值过大，会使开关管在导通瞬间流过很大的尖峰电流，这个尖峰电流一方面会增加损耗，另一方面会形成EMI噪声，严重时甚至会引起控制芯片的误动作，影响系统的正常工作。

在这种情况下，我们应采取折衷的方法，减小C_p的取值(一般可取100pF-2200pF之间的值)，同时使用RCD箝位电路来抑制开关管上的尖峰电压。这样做既可以减少开关管漏极分布电容的离散性对系统设计的影响，又可以避免产生过大的尖峰电流，同时对抑制开关管上的尖峰电压也有一定的好处。

3、f_S是系统的工作频率。对于准谐振模式，工作频率是变化的，在设计时，应该以最小的工作频率来确定其它相关参数，因此，f_S在这里亦表示系统最小的工作频率。它的确定须从两方面考虑，一方面为了采用较小尺寸的变压器，必须提高f_S；另一方面为了降低开关损耗以及减少EMI噪声，f_S应取得小些。折衷考虑，通常取f_S的范围是25KHz-50KHz。

至此，三个未知量V_OR、C_p、f_S都得到了确定，将它们代入(16)式，就可得出I_p，再将I_p代入(15)式，就可得出L_p，确定了这些关键参数，下一步就可以设计变压器、输入回路、输出回路、反馈电路和保护电路等，这些设计过程与传统的反激式变换器的设计过程相同，这里就不再论述。

本文小结

准谐振反激式变换器的设计具有其自身的特殊性，它的关键参数的确定不但需要理论等式的计算，还需要实践经验的分析假定，当然也需要结合实际电路的波形对参数进行恰当的调整，只有这样，才能充分发挥准谐振反激式变换器的高效率、低EMI、小体积以及低成本的优势。