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通过将上述外设的完美组合，可实现对功能丰富而强大的可调光降压转换器等器件的控制。用于LED驱动器应用的降压转换器应为电流模式调节器，因为LED是电流模式器件。我们从LEDV-I曲线可以看出，正向电压稍有变化，就会对电流产生较大影响。因此，任何LED驱动器电路的反馈都应视为电流。此外，我们应使用恒定电流，因为制造商会根据正向电流电平设定LED的颜色与强度。上述特性相当重要，因为我们要通过有关特性值来确保系统符合整体规范的要求。
图1给出了典型的LED系统，包括通信接口、不同颜色的LED(每种颜色都代表一个通道)、智能化功能以及每个通道的恒定电流驱动器。通信接口可以为DMX512或DALI，这是两种标准的照明协议，此外也可以为ZigBee或无线USB接口。智能化功能可通过内置模数转换器(ADC)与LED调光外设的微控制器实现。ADC用于监控温度与LED电流等系统变量，完成系统监控与色彩混合任务。驱动器为通道中的每个LED提供恒定电流。驱动器的复杂性与质量决定了驱动器的价格。
图1：典型的LED系统方框图。
磁滞降压控制器
在微控制器上集成LED驱动器有助于减小整体系统解决方案的尺寸。现在，几乎没有什么解决方案将开关模式电源(SMPS)这样的高功率元件与微控制器的智能化功能完美结合在一起。退而求其次，就是将SMPS的反馈与控制电路完美集成在微控制器中。如图1所示，CY8CLED16EZ-Color器件正好具备上述功能所需的模拟电路。在该设计方案中，SMPS拓扑为电流模式可控磁滞降压转换器架构(见图2)。
图2：磁滞控制器。
启动时，通过电感的电流开始上升，直至比较器正输入的电压大于比较器负输入的电压。随后，转换器将作为自由运行的振荡器，电流会在两个层面间充电和放电。
ITH_HIGH与ITH_LOW的大小可由并联电阻、RIN与RHYST反馈电阻以及DAC输出电压通过下列等式计算得出。我们可以看到，RHYST值越大，ITH_HIGH与ITH_LOW的差就越小。
合上PFET将启动充电过程(如图4a所示)，电感器开始充电。比较器可通过测量并联电阻电压来监控电感器电流。当电流达到阈值ITH_HIGH时，就开始进入放电过程(如图4b所示)。在放电阶段，电流通过续流二极管放电。续流二极管保护电路元件免受电感反冲的影响，并且保持LED处于打开状态。LED中的电流超过ITH_LOW阈值后，充电过程再次开始。
图4：降压转换器的充电阶段(图a)与放电阶段(图b)。
转换器启动后进入充电阶段，直至电感器电流达到ITH_HIGH阈值。电流达到阈值所需的时间称作上升时间(trise)，trise取决于输入电压与电感器电流值：
，其中，VF为串联LED的正向电压。
由于上述方程式的分母是电感值，因此上升时间与电感值成正比例。缩短上升时间对调光非常重要，因为减小脉冲宽度有利于使用较高分辨率的调制器，但这并不是使用较小电感值的唯一原因。低值电感器(具有相当高的额定电流)从物理上说比高值电感器的体积更小，成本更低，同一尺寸封装的低值电感器比高值电感器支持的电流更高。
平均电流误差
图3显示了LED电流的理想波形，但没考虑比较器的响应时间(tr)。比较器的响应时间(tr)是指输出电压针对输入电压超过DAC参考电压改变状态所需的时间。如果将这个因素考虑在内，就会影响LED电流的过冲、纹波及平均值。平均电流误差要归因于比较器限定的响应时间以及电感波形的坡形不平衡引起的。请注意，在图3中，充电坡度比放电坡度更陡一些，这是由于输入电压大大高于LED正向电压而引起的。由于充电斜率大于放电斜率，因此比较器响应时间产生的平均电流也将大于图5所示的期望值。
图3：理想的LED电流波形。
图5：电流误差详图。
实际峰值电流等于峰值电流阈值与峰值电流误差之和，而谷值电流则等于谷值电流阈值与谷值电流误差之和(如下列方程式所示)。除了比较器的响应时间外，我们从峰值电流计算式中还可看出，输入电压、电感值与LED正向电压都会影响峰值电流误差。我们从谷值电流算式中则可以看出，正向电压会影响谷值电流误差。
，其中，VD为续流二极管的正向电压。
我们可根据电感容差与LED正向电压的差值计算出电流误差。但是，如果我们的系统采用了具备8:1模拟乘法器与可编程增益放大器的积分型模数转换器，那么我们也可用该转换器来测量电流误差。我们通过校正算法来测量并处理电流误差，随后再改变DAC的输出电压来设置新的阈值。
图6：支持平均电流误差校正的磁滞控制器。
电平转换电路
如图7所示，当栅极Q1的逻辑电平为高时，栅极Q3通过分压器打开；栅极Q4短接至VIN将关闭栅极Q3。当栅极Q1的逻辑电平为低时，分压器中无电流通过，将栅极Q2连接至VIN，此时栅极Q4短接至地面，并打开PFET。这样，输入为高时，开关关闭，输入为低时，开关打开，这就说明了EZ-Color器件内置比较器的输出为什么会出现反相区。只要输入电压不超过晶体管Q2与Q4的VGS(MAX)值，如图7所示的电平转换电路就能正常工作。如果我们从VIN到源极Q2之间增加齐纳二极管与电容器，再在齐纳二极管的阳极至接地之间采用偏置电路，那么该电路就可适用于较大的输入范围。
图7：电平转换器详图。
利用软件工具实现更简化的解决方案
图8：单通道的模拟模块布局。
磁滞降压转换器要采用EZ-Color，需要将用户模块嵌入到PSoCDesigner中，以便在芯片的模拟段与数字段之间进行切换。如图8所示，比较器用户模块放在连续时间模块中，9位DAC放在两个开关电容模拟块间，提供其负输入。比较器的正输入通过4:1的多路复用器路由，输出路由至比较器数字总线，再经过反相，抵消电平转换器电路的反相区(如图8所示)。比较器数字总线发送数字信号至芯片的数字段，也是数字信号走线的地方(如图9所示)。
图9：单通道的数字模块布局。
以上各图显示了如何配置EZ-Color模拟与数字模块，以实施降压转换器。COMP_BUF模块路由比较器总线到数字段，随后它可路由到电源电路系统，不过不是直接路由到控制电路，而是与16位PWM数字模块的输出做AND操作，从而实现调光功能。图8和图9中的3个位置样本可放置在CY8CLED16部件上，从而实现3通道可调光输出的复合系统。
利用3个降压转换器，每个通道都能通过高精度照明信号调制(PrISM)调光，或利用PWM，我们就能控制3通道LED系统的色彩。用8位微控制器完成色彩混合相当复杂，不过有些集成电路公司尝试了这种做法并取得了成功。PSoCExpress等软件工具具备预编写、预验证的色彩混合代码，使开发照明设计变得极其简单。PSoCExpress是一款支持用户界面功能的设计创建工具，也支持系统外设编码，可以通过拖放实现工作，并在GUI环境中连接至驱动程序。所生成的项目文件兼容于所有赛普拉斯的EZ-Color器件。
应该采用哪种调光分辨率？
您可能已经注意到了，本项目中采用了16位分辨率调光，之所以这样做，是因为在光照强度较低的情况下，我们需要16位来维持高精度的色彩控制。如果强度为100%，那么精确匹配就仅需要8位的分辨率，如强度为1%，则分辨率应为14.6位。EZ-Color中，16位分辨率的PWM调光频率为732Hz，远远高于肉眼所能看到的频率。PWM模块时钟频率设定为48MHz，就能获得这种调光频率。
本文小结
我们采用赛普拉斯的EZ-Color等混合信号微控制器控制LED照明系统，因为这种微控制器集成了ASIC实施所需的大部分功能。通过采用磁滞降压转换器，EZ-Color能提供低成本的SMPS拓扑，可用恒定电流驱动LED。集成式混合信号解决方案非常适合照明设计，不仅能降低元件成本，而且还能缩短设计周期。赛普拉斯的EZ-Color集成了SMPS控制、智能化色彩混合功能与DMX512接口，使其成为多种LED照明应用设计的便捷选择。
