C10在开关频率处引入高频极点，抑制开关操作引入的各种噪声：。代入已知参数，得到：C10=152pF，可选择180pF标准电感。

　　电压控制环路

　　通过反馈环路保持R13两端的电压固定，最终得到固定的LED电流。根据LED电流和开关占空比产生一个固定值，电压控制环路为电流控制环路产生一个输入基准，用于设置电感的平均电流。比较R13两端的压降和100mV基准，电压误差放大器对这一差值进行放大，产生一个与所要求的电感平均电流相对应的基准电压，利用下式计算基于LED电流的R13电阻值：：，式中，ILED为LED电流(本应用中为2A)，0.1V是电压控制环路的反馈基准。代入已知参数，得到：R13=0.05W。电阻额定功率应该高于ILED2×R13。

      由于boost转换器工作在连续导通模式，电源电路传输函数存在一个右半平面(RHP)零点。该零点提供20dB/十倍频程的增益和90度的相位滞后，很难补偿。最简单的方法是在低于RHP零点频率处抵消该零点，将环路增益降至0dB(利用-20dB/十倍频程)。对于boost转换器，下式给出了最差工作条件下的RHP零点频率(FZRHP)：，代入已知参数，可以得到：FZRHP=17.7kHz。

　　平均电流控制环路将电感和输出电容COUT构成的双极点、2阶系统转换成1阶系统，1阶系统的单个极点由输出滤波电容和输出负载电阻决定。输出滤波电容和输出负载动态电阻构成的极点频率由下式计算：，式中，RLD是LED负载的动态电阻(本应用中所使用的LED电阻为4.5W)。代入已知参数后，可得：FP2=1.88kHz。电压误差放大器的输出到差分电压放大器输出的电压控制环路直流增益(最大占空比时)由下式计算：，式中6V/V是图1中U2内部差分电压放大器的增益，代入已知参数，可得：GP=0.75V/V。

　　为了补偿电压控制环路(使环路保持稳定并具有足够的相位裕量)，环路单位增益的频率(FC)应该低于RHP零点频率的1/5。本应用中，为了获得较好的相位裕量，单位增益频率选择RHP零点频率的1/10：，代入已知参数，可得：FC=1.77kHz。电压误差放大器传输函数具有一个主极点(FP1)和一个零点(FZ1)，用于补偿输出极点FP2和高频极点(FP3)。补偿零点(FZ1)放置在输出极点频率，利用下式计算电压误差放大器的增益(FZ1处)，总环路增益在FC频点的增益为0dB：，代入已知参数，得到：AEA1=1.25V/V。电阻R14和R12决定增益AEA1：。将R12任意设置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kW。

　　C14和R14决定补偿零点频率FZ1，按照下式计算C14：，代入已知参数，得到：C14=30.8nF，实际应用可以选择100nF电容。选择较大的电容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期间通过断开Q3可以保持C14上的电荷。C12将高频极点(FP3)置于开关频率的一半，按照下式计算C12：，代入已知参数后可得：C12 = 386pF，选择470pF标准电容。
PWM调光和LED保护

　　LED通过连接在PWMDIM输入端的低频PWM信号调节亮度(外部信号作用在图1电路)，PWM信号幅度范围：3V至10V，频率可达2kHz。电路中，外部MOSFET (Q1)与LED串联能够快速接通、切断LED电流。PWM ON期间，Q1导通;PWM OFF期间Q1断开。LED关闭时，U3将CLP拉低，禁止PWM开关工作，关闭Q2。

　　小信号MOSFET Q3用于完成一个重要功能，PWM调光时可直接影响LED电流控制环路的响应时间。PWM OFF期间处于断开状态，阻断C12/C14通路使其在OFF周期内保持电荷量不变;PWM返回ON状态时，电压误差放大器的输出可以立即达到前期的稳态值，几乎在LED导通的同时建立LED电流。通用运算放大器(U1)能够在LED温度达到85℃时阻止电流的流通，为LED提供保护。利用EPCOS NTC电阻检测温度，将其安装在LED板，假设25℃时对应的阻值为10kW，运算放大器的输出控制U2的EN输入，当温度达到85℃时关闭LED，温度降至75℃时恢复LED导通。

　　如果没有过压保护，LED开路时升压转换器可能使电压上升到不安全的水平。图1所示电路能够在输出电压上升到33.5V时关闭转换器。当U2的OVI输入超过1.276V (电阻R5/R7电阻分压器设置的门限，对应于33.5V过压门限)时，关闭PWM开关，提供系统保护。为了保持过压门限精度，R7选择25kW电阻。利用下式计算过压门限对应的R5：

　　　，式中VOVT为所要求的门限。