∣Z_{L，ext}(2f_{U})∣=∣Z_{L，ext}(2f_{L})∣=4πL_{2}(f_{U}-f_{L}) (3)

　　显然，Z_{L，ext}(2f_{U})和Z_{L，ext}(2f_{L})与电感L2和信号带宽有关。

　　为了将包络信号短路，须使用一个大电容Cg。同样地，假设滤除二次谐波的LC回路和基波匹配电路在信号带宽频率处的阻抗非常大，则Z_{L，ext}(f_{U}-f_{L})的模可表示为

∣Z_{L，ext}(f_{U}-f_{L})∣=2πL_{e}(f_{U}-f_{L}) (4)

　　若电感L2与Le的值相同，那么阻抗Z_{L，ext}(f_{U}-f_{L})将是Z_{L，ext}(2f_{U})的二分之一。最后，需要匹配的优化基波阻抗为

jX_{opt}(ω)=[jωL_{2}+1/(jωC_{2})]// jωL_{e}// jωC_{ds} (5)

　　其中ω_{L}≤ω≤ω_{U}，如果滤除二次谐波和包络的LC谐振回路在基波频率处的阻抗非常小，则在实际中难以将这个优化基波阻抗匹配到实际的负载阻抗，故匹配的难度将限制L2、Le和C2的取值。根据要求，可以得到滤除二次谐波和包络的LC谐振回路的最小阻抗值。因此，在设计短路网络的时候，应注意使滤除二次谐波和包络的LC谐振回路在基波频率处的阻抗要大于这个最小值。

　　某军用集群系统基站降低功放记忆效应的实现

　　军用集群系统所用的频率范围一般为400~420MHz，其基站的功率放大器通常使用封装后的晶体管，故实际中不得不考虑封装引脚的电感效应。当和外部匹配电路配合使用时，封装引脚的寄生电感具有改善晶体管的稳定性、增加有用带宽的优点。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET为例，这种晶体管由两个90W的功率单元构成，能达到180W的功率峰值。封装后单个功率单元的等效电路如图3所示。

　　在包络这种低频下，小电容的阻抗非常大，并联结构中可忽略不计。则针对包络分量的阻抗和频率ω、Lg1、Lg2和Ld2有关系，并可求出阻抗Z_{S，ext}(f_{U}-f_{L})和Z_{l，ext}(f_{U}-f_{L})的表达式：

∣Z_{S，ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{g1}+L_{g2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (6)

∣Z_{S，ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{d2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (7)

　　另一方面，对于二次谐波分量，栅极和漏极外相应的阻抗Z'_{S，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})和Z'_{L，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})的表达式为，

Z'_{S，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=-﹛1/jωC_{pad}/2)//[jωL_{g2}+ (jωL_{g1}//1/jωC_{g，mos})]﹜(8)

Z'_{L，ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=?[1/(jωC_{pad}/2)//jωL_{d2} (9)

　　等式（8）、（9）很容易用包含串联LC谐振回路的匹配电路实现，这是因为二次谐波分量的相对带宽要比包络分量的相对带宽窄得多，故滤除包络分量比滤除二次谐波分量的难度更大。因此，包络分量对记忆效应的作用要比二次谐波分量更大。在实际应用中，由于包络分量对功率放大器的记忆效应起主要作用，故一般只对滤除包络分量的辅助电路进行优化，高频下可用某些寄生参数较强的大电容（如钽电容）来代替滤除包络分量的串联LeCe谐振回路。