(变压器效率η取为1，这个效率不包括整流二极管在内)，取工作磁感应强度Bm=170mT，电流密度j取4．8A／mm2，铜在磁心窗口中的占空系数Km(初选时取0．2～0．3)，实际计算是取Km=0．2 5，则计算面积乘积

取EEl6磁心，它的中心磁铁截面积(Ae)19．2mm2，磁心的窗口面积(Aw)为39．85mm2，因此EEl6的功率容量为Ae×Aw=19．2×39．85mm4=0．0765cm4，而计算面积乘积AP=O．029cm4，它明显小于上面的功率容量的乘积0．0765，可见采用EEl6磁心时，其功率容量已足够大。绕组匝数计算如下：先确定最低电压绕组的匝数

    取偶数N1=34，其中开关管最大导通时间Tcn=9μs，控制器输出频率f=45kHZ。按照原边34匝，副边8匝绕制变压器，在变压器的绕制过程中，为了减少变压器的漏感，要将原边绕组和副边绕组紧密耦合。
2．2 控制及驱动电路设计
    采用SG3525集成PWM控制器作为控制芯片，它的外围电路简单。电路中的锯齿波生成电路由RT、CT和内部电路组成，本设计取CT=4700pF，RT=3．3kΩ，RD=100Ω，经计算振荡器输出频率是90kHz，PWM输出频率定为45kHz。软启动电容接入端(引脚8)接一个lμF的软启动电容。只有软启动电容充电使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。
    系统中的基准比较调节电路则由基准引脚Vref、同相输入端及外围电阻构成。2脚的电压固定值接近5V。SG3525的l、2、9脚及其外围电路构成了PI调节器，它的输出与5脚锯齿波和软启动电容一起可控制PWM控制器以产生方波。它的输出级ll、14脚输出两路互补的PWM波，采用图腾柱式结构，灌拉电流能力超过200mA，可以直接驱动MOSFET管，只需加一门级电阻即可。在本设计选用的是IR公司生产的IRF630。其具体设计电路如原理图中所示。
2．3 反馈补偿电路设计
    为了确保输出的稳定，在+5V上引入反馈，采用2．5～36V可调式精密并联稳压器TL43l作为稳压器件。TL43l是德州仪器公司生产的一款有良好热稳定性的三端可调分流基准源。它的输出电压可用两个电阻任意设置到Vref(2．5V)到36V范围内。该器件的典型动态阻抗为0．2Ω。用它来构成外部误差放大器，再与光耦组成隔离式反馈电路。为了将连续变化的输出迅速反馈，需采用线性光耦，如PC817。PC817不仅可以起到反馈作用，还可以起到隔离作用，当PC817二极管正向电流在3mA左右变化时，三极管的集一射极电流在4mA左右变化，而集一射极电压在很宽的范围内线性变化，因而比较符合SG3525的控制要求。
    当+5V输出电压升高时，经R27、R28分压后得到的取样电压，就与TL43l中的2．5V带隙基准电压进行比较，并在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流发生变化，再通过光耦PC817去改变SG3525 1脚的电压大小，从而改变9脚电流大小，最后调节，再通过光耦PC817使反馈电压增大，SG3525的1脚输入端电压升高，经SG3525内部电路后ll、14的输出占空比减小，使+5V维持稳定。
2．4 输出电路设计
    在负载电流相同的条件下，全波和倍流整流电路中二极管的总通态损耗比全桥整流电路小一半，这就意味着在输出电压相同，且其它损耗相当的情况下，全波和倍流整流电路的效率会较高。在低压输入电路中，二极管通态损耗占电路总损耗很大比例，通常在输入电压较低的情况下(小于100V)采用全波电路比较合适，因此本设计采用整流器件MBR20100，其管压降小，可提高效率，二极管两端采用RC吸收电路，抑制二极管的反向瞬态电压，高频电压经其整流后由滤波电容C13滤波，再经磁珠L1组成低通滤波器向负载输出，C14可降低交流纹波。输出电路设计如原理图所示。

3 实验波形和实验数据
    图4是满载时输出波形，从图中可以看出，满载时+5V。输出比较稳定且纹波比较小。图5是直流输入30V、满载输出时MOSFET漏一源极电压波形(衰减lO倍后)，可以看出此时占空比最大约为45%。

    为了验证该系统的稳定性，实验中记录了不同负载下的输出电压值和不同输入下输出电压值如表1和表2所示。

    从表1和表2可以看出，随着负载的加重，输出电压有小量的降低，随着输入电压的增加输出电压有小量的提升。但都基本维持在5V左右，负载调整率为(5．06～4．97)／4．97=1．8％，表明该系统较好地实现了稳压。

4 结束语
    本文介绍了基于控制集成芯片SG3525的推挽式DC—DC直流变换器的系统结构设计方案，特别适用于低压输入的场合。整个系统所占用的PCB板面积很小，可直接做在单板系统上， 为绝大多数单板系统提供足够的电能。经实验证明，它结构简单，性能可靠，成本低廉，而且重量轻、体积小，具有很大的实用潜力。