推挽工作过程需要一个平衡电路，每个开关管的漏极均与一个双股扼流电感相连，采用这样的结构有利于磁通的平衡。

　　综合考虑最大输出功率和最坏工作条件，Vdd应取为125V。这样，每个开关管将提供125W的输出功率，与1400pF的输出电容Cos并联的漏极阻抗为90欧姆。可以采用增加分流器或串联电感的方法对输出电容进行补偿。由于已经在开关管的漏极上采用了双股扼流电感，因此输出电容补偿措施可以考虑采用串联补偿电感。

　　为了使漏极阻抗呈纯阻性，应当在开关管的漏极上串联电感。Rp可以通过公式（2）计算得到，而Cos是Vdd的反函数。计算出Rp和Xcos之后，选取适当地串联电感，可以实现共扼匹配，如图2所示。其中，Cop与并联输出阻抗Cos有关。

　　通过公式（2）可以计算出Rp等于90欧姆，输出电容为125pF。在50MHz频率下，电抗Xcos为－j25.4欧姆。由此可以算出Rs为6.6欧姆，而所需的最优取值为6.25欧姆。这就需要将漏极电压稍稍调低或者将输出功率

　　稍稍调高即可获得所需的最优取值。但是，在实际工作过程中，如果不能通过调整漏极电压或输出功率的方法获得所需的串联等效阻抗值，可以考虑在开关管上并联一个电容以增大Cos的取值，这样Ls的取值也将相应的变化。增大Ls使Xcos过补偿可以增大有效Rs值。如果在负载端增加一个分流电容，可以增大有效Rs值。图3中的电容C8就是这个分流电容。这样，电感、分流电容和输出电容就构成了一个π形网络。

　　尽管功率放大器的DC非常高，但是由于工作频率高达50MHz，MOSFET的输入电容将使其输入阻抗呈现射频短路状态。虽然可以通过增加匹配网络来实现阻抗匹配，但是匹配网络的Q值将很高，其成本也将大大提高。最适宜的方法是采用一个简单的电感网络来控制变换过程。

　　输入阻抗在功率放大器工作过程中并不是固定不变的，由于密勒电容效应的作用，输入阻抗的变化范围将相当大。

　　图3是50MHz/250W功率放大器的电路原理图。门极匹配通过变压器和调谐网络实现。变压器可以提供推挽结构所需的平衡输入。推挽结构可以使单个MOSFET的有效输入阻抗增大约四分之一。注意，变压器次级不能悬空，应通过接地电阻接地。输出电路采用前面提到的串联补偿方法，大电感用于获得满意的输出电阻匹配效果，电容C8是输出电感网络的分流电容。T2是双股环形分流扼流电感，该电感位于L2/L3补偿扼流电感的低阻抗端，射频电压对它的影响很小，因此不会饱和。输出耦合电容需要承担射频电流，因此需要采用表面积较大的型号。