对于工作在5V的典型低压应用来说，高边检测放大器可采用简单的仪表放大器(IA)。然而，不同的IA架构有着不同的限制，如有限的输入共模电压范围。另外，IA也比较昂贵，而且在较高共模电压时，低压IA根本无法工作。因此设计高压高边电流检测所需的放大器是一个艰巨的挑战。

解决这个问题的一个直截了当的方法，就是使用简单的电阻分压器来降低高边共模电压，让这个共模电压落在检测运放的输入共模范围内。然而，这种方法不仅体积大，成本高，而且像下文说明的那样还可能无法提供精确的结果。

让我们考虑这样一个例子：在检测电阻上产生100mV检测电压，该电压寄生在10V的共模电压上。对应100mV满幅检测电压的理想输出是2.5V，最差精度指标是1%。

采用图3所示的简单电阻分压器可将10V共模电压减小10倍。

图3：实现传统高边电流检测的电路。

配置为差分放大器的运放A1能很轻松地处理1V共模电压。但Vsense(100mV)同样也被缩小了10倍，因此在差分放大器A1的输入端检测电压只有10mV。为了提供要求的2.5V满刻度电平，还必须引入第二个放大器A2，并设置为250倍的增益。

值得注意的是，A1的输入偏移电压无衰减地出现在其输出端，同时出现在A2输入端，然后被放大250倍。由于这些偏移电压是不相关的，它们在A2输入端可能整合为一个平方根和(RSS)，并形成等效偏移电压。假设两个运放都有1mV的输入偏移电压，那么等效偏移电压为：

其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压。

因此由上述公式可以得出A2输出端仅由输入偏移电压所引起的误差电压为：

250(1.4mV) = 350mV

这样，运放偏移电压造成了14%的系统误差。

电阻比失配对CMRR的影响

第二个主要的误差源，是来自与放大器A1的电阻臂相关的公差。A1的CMRR很大程度上取决于电阻增益设置臂R2/R1和R4/R3之比值。两个臂中电阻比值即使差1%，也会产生90μV/V的输出共模增益。

使用1%公差的电阻时，电阻臂比值最大变化为±2%，相当于最坏情况下3.6mV/V的共模电压误差。这样，10V的输入共模电压变化将在A1输出端产生高达36mV的误差(电阻臂变化1%时的误差为0.9mV)。36mV的误差显然是不能接受的，因为它将导致增益为250的A2出现饱和！即使电阻臂比值变化1%也会产生放大的误差电压0.9mVx250=225mV。

总误差

总误差等于A1输入偏移电压、A2输入偏移电压、以及由电阻精度引起的误差电压的RSS总和。如上所述，电阻%1的精度变化加上10V的共模电压变化本身就会产生最大36mV的误差，并使A2饱和。假设电阻臂R2/R1和R4/R3之间的比值只变化1%，输出误差也将高达0.9mV。因此总的RSS输入误差电压为：

其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压，VOS_MISMATCH是由于电阻臂比值1%的变化引起的输入误差电压：

即使我们忽略温度变化，由于放大器A1和A2的偏移电压以及电阻臂比值1%的失配引起的总误差也可能高达1.67mVx250=417.5mV，是满刻度输出的16.7%。换句话说，417.5mV误差电压看上去像是417.5mV/25 = 16.7mV的输入偏移误差，这显然是不可接受的。

总误差可以通过使用更高精度的电阻(0.1%)、或具有更好偏移电压规格的放大器来缩小。但这些措施将进一步增加本来就已经包含了众多元件的系统的成本。

另外，即使没有负载，电阻分压器R4/R3和R2/R1也提供了电源电流到地的流通路径。这种到地的低共模阻抗在电池供电设备中很关键，因为电阻路径中的漏电会迅速泄漏电池能量。