例如，如果检流电阻两端产生100mV的检测电压，其共模电压为10V。对应于100mV的满量程输出电压为2.5V，要求精度在1％以内。如果我们简单地通过分压电阻将10V共模电压缩小10倍，如图3所示。运放A1配置成差分放大器，很容易处理1V共模电压。而VSENSE（100mV）将按同样比例降低检测电压，提供给差分运放输入的检测电压只有10mV。为了达到2.5V满量程，必须引入额外的放大器A2，增益设置为250。

注意，A1的输入失调电压毫无衰减地出现在输出端，并送入增益为250倍的放大器A2的输入端。因为这些失调电压与检测信号无关，将叠加到A2输入的均方根值（RSS）内，产生等效失调电压。假设两个运放都有1mV的输入失调，等效失调为
(VOS-EQ)2=(VOS_A1)2+(VOS_A2)2
其中，VOS_A1和VOS_A2是A1和A2的输入失调电压。

因此，以上架构在A2输出端产生的误差电压为250×1.4mV=350mV，这只是输入失调的影响。运放的失调电压将造成14％的系统误差。

电阻不匹配对CMRR的影响
第二个主要的误差源源于运放A1的电阻臂公差。A1的CMRR主要取决于R2/R1和R4/R3。即使两个电阻臂的误差为1％，但仍会产生90μV/V的输出共模增益。利用1％公差的电阻，电阻臂的比例变化也会达到±2%，在最差工作条件下，将会产生3.6mV/V的共模电压误差。因此，对于10V的输入共模电压，在A1输出端可能产生高达36mV的误差（电阻臂1％的比例变化会产生0.9mV的误差）。36mV的误差显然是无法接受的，它会造成增益为250倍的A2进入饱和状态。1％电阻臂变化可能产生的放大后的误差电压为0.9mV×250=225mV。

总误差
总误差包括：A1输入失调电压的RSS、A2输入失调电压以及由于电阻误差造成的输出误差电压。如上所示，1％的电阻公差加上10V的共模变化，在最差条件下可能造成36mV误差。总计RSS输入误差电压为
(VTOTAL_OS)2=(VOS_A1)2+(VOS_A2)2 +(VOS_MISMATCH)2

其中，VOS_A1和VOS_A2是A1和A2的输入失调电压，VOS_MISMATCH是1％电阻臂变化引起的输入误差电压。

即使不考虑温度变化的影响，A1和A2放大器的输入失调电压以及1％电阻臂不匹配所产生的总误差也会导致高达1.67mV×250=417.5mV的误差，是满量程输出的16.7％。另外，对于417.5mV的误差电压，等效于417.5mV/25=16.7mV的输入失调误差，这也是设计中无法接受的。

总误差可以通过使用高精度电阻(0.1%)或有失调电压更低的放大器得以改善。但这将进一步增加了外部元件，提高系统成本。

注意，即使没有负载的情况下，分压电阻R4/R3和R2/R1仍然提供了一条对地的供电电流通路。这一低共模电阻对地通路将对电池供电产品造成很大影响，电阻的漏电流会迅速消耗电池能量。

图4 集成高边电流检测放大器的基本架构

专用高边检流放大器
实际应用不仅需要在高共模电压下检测信号，而且还要求非常好的CMRR和低输入失调电压。图4是常见的集成高边检流放大器（CSA），集成在很小的封装内，从而大大缩小了电路板尺寸。采用高压工艺制造这类IC，使其能够处理高达80V甚至以上的共模电压，即使在电源电压低至2.8V的情况下。

在图4电路中，电流流过检测电阻时将产生一个小的差分电压，加到增益电阻RG1上。该电流（与检测电压成正比）为镜像电流，提供一个以地为参考的输出电流，从高边产生所要求的电位差。该电流输出通过一个电阻或电压缓冲器转换成电压信号。