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摘 要：针对短波39音OFDM系统，提出了一种新型的符号同步和载波频偏估计方法。与传统方法相比，该方法能够保证更加精确的符号和载波同步。最后通过系统仿真验证了这一结果。
关键词：39音OFDM；载波频偏估计；预同步码；符号同步
A Novel Timing and Frequency synchronization Method for 39-Tone OFDM SystEMS
CHEN Chao,GE lin-dong
(Information Engineering University of PLA, Zhengzhou 450002，China )
Ａｂｓｔｒａｃｔ：A novel symbol synchronization and carrier frequency offset estimation method is presented for 39-tone OFDM systems. Compared with other conventional methods, this novel method CAN ensure the aCCuracy of symbol and carrier synchronization. Finally, the simulation results are provided.
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：39-tone OFDM；Carrier frequency offset estimation;Preamble；Symbol synchronization
一、引言
正交频分复用(OFDM) 是一种多载波调制技术,具有很强的抗信道多径衰落和脉冲干扰的能力, 特别适合于高速无线数据传输。该调制技术已为多种数字无线通信的标准所采纳, 如欧洲的数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)［1］,以及无线局域网IEEE802.11a［2］等。本文针对短波39音OFDM系统，利用其预同步码，实现符号定时同步和载波频率偏移估计。
二、系统模型
根据美MIL-STD-188-110A标准，39音OFDM系统在发端经串并转换后，对所得并行数据实施128点IFFT变换，并且在第7个子信道传输一个未调制的多普勒校正音，在第12~50子信道传输数据，其他子信道传输空值。为了抵抗由于多径衰落引起的符号间干扰（ISI），它在每帧信号前加上由一段空值构成的保护间隔（GI）。
其中，X(i)是第i个子载波上的调制数据，x(n)表示39音OFDM信号在时域上的抽样点，N=128表示IFFT变换的长度，NG=34表示保护间隔的长度。
多径衰落信道的离散模型用L＋1路，每一路的延迟时间为整数个抽样时间间隔的信道来表示:
式中，xm(n)为第m帧39音OFDM信号；θ为未知的帧起始位置；hl(m)为第l条路径在第m帧信号期间的复信道衰落因子，其幅度服从Rayleigh分布，相位在0~2π之间均匀分布；ε为相对于子载波间隔Δf的归一化载波频率偏移（ε=ΔF/Δf=nK+nI，其中nK表示整数倍频偏，nI表示分数倍频偏）；wm(n)为复高斯白噪声。
三、新型的定时同步参数估计算法
对于39音OFDM信号的第一段预同步码（preamble-I），我们观察连续的2N+NG个样点，这些样点中包含了一个完整的信号帧，如图2所示。
由于该信号段只在第14、26、38、50四个子信道上传输全“1”数据，其数据帧之间不存在相关性，所以传统的利用训练序列的符号同步方法［5］已不再适用。我们从信号功率的角度考虑，以区间［I，I+2N+NG-1］的每一点为起点进行N=128的FFT变换，故每帧信号的总功率为
由于39音OFDM信号的保护间隔为一段空值，当i位于一帧信号的起始位置时(正确的符号同步)，经过FFT变换后，子载波间的正交性没有受到破坏，不会产生ICI，信号功率PS(i)达到最大值，同时噪声Pn(i)达到最小值，Pk(i)达到最大值；当符号定时不准确时，破坏了子载波之间的正交性，产生了ICI。这时，信号功率PS(i)减小，噪声功率Pn(i)变大，Pk(i)的值变小，并且随着ICI的增大，Pk(i)会越来越小。
四、精确的频偏估计算法
当符号定时参数被准确估计并得以补偿后，FFT解调后的第m帧39音OFDM信号可表示为
将式（1）代入式（8）可得：
由上式可见，相邻两帧信号的相同子信道所传数据的相位差为2πnI(N+NG)/N。假设多径信道在2帧连续的39音OFDM信号间是准静态的，则归一化载波频偏可由下式估计得到：
根据39音OFDM的第一段预同步码的结构特点，这里分别利用4个子信道估计出载波频偏，再通过求和取平均得到载波频偏的最终估计值:
五、仿真结果及分析
本文在系统信噪比为5 dB的情况下，分别对载波频率偏移ε=0.1和0.2两种情况下的符号同步和频偏估计算法进行了仿真。从图3中可以看出，曲线的各个峰值代表了正确的帧起始位置。比较图3(a)、(b)，随着载波频偏ε的增加，带来的ICI就越大，信号功率PS会随之减小，同时噪声功率Pn增大，Pk减小。图4为载波频偏估计算法的性能仿真，由该图可知，在正确的帧起始位置处，载波频偏能够被较精确地估计出来。比较图4（a）、（b）可见，载波频偏ε越大，所产生的ICI就越严重，频率偏移估计的精度会有所下降。由图5可知，当系统信噪比小于5 dB时，载波频偏对该算法的性能影响较大；当信噪比大于等于5 dB时，载波频偏对该算法性能的影响明显减小，并能够非常精确地估计出频偏大小。
六、结论
参考文献
［1］Hikmet Sari, Georges Karam , ISAbelle Jeanclaude.Transmission techniques for digital terrestrial TV broadcasting［J］.IEEE Commun. Mag,Feb 1995:100~109.
［2］IEEE Std 802.11a,5-GHz OFDM［S］.
［3］Zhao YuPINg，Haggman S G.Intercarrier interference self-cancellation scheme for OFDM mobile communication systems［J］.IEEE Trans Commun.,2001，49(7).
［4］Han HM，Ho W C.Channel estimation for OFDM systems based on comb-type polot arrangement in frequency selective fading channels［Ｊ］.IEEE Trans Consumer EleCTRonics，1998，44(1).
［5］Timothy M Schmidl, Donald C Cox.Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM［Ｊ］.IEEE Trans Commun, 1997.
