将单电源供电的模数转换器（ADC）的单端输入信号直流（DC）耦合到差分输入端可能很有挑战性。输入信号需要从地电平移到Vs/2，并且完成信号从单端输入到差分输入的变换。另外，ADC的两个差分输入端之间必须均衡以便抵消偶数次谐波和共模噪声。系统通常需要不能将注入的DC偏置电流返回给信号源这样的信号变换。另外，处理大动态范围(12 bit 和14 bit ADC)的宽带信号也会增加电路的复杂性。 
 
    宽带放大器（例如AD8351）能解决几乎所有上述问题，但其标准实现方法需要使用交流（AC）耦合。这种设计思想描述了一种新的电路，它通过使用外部DC反馈环路消除这一要求。它还允许通带的低端扩展到DC。
 
    该电路基本原理是图1所示的简单的电平移动电路。在Vs和信号源之间连接两个串联电阻器，将信号衰减到一半并偏置到Vs/2。中心抽头被缓冲，然后可由单边电源电路处理。在信号源端和数值相等的负电源之间也连接两个串联电阻器以抵消来自信号源端的DC偏置电流。 
 
图1.  AC信号电平移动电路

    图2所示的电路通过用相互跟踪的精密+DC电平替代+Vs电源电压的方法扩展了上述简单概念。另外，通过用数量加倍的电平移动电阻器实现差分信号。通过从放大器的共模电压中减去2.4 V ADC参考信号产生+DC电平，其中共模电压是由两个放大器通过相等阻值电阻器的输出相加后产生的。对这个差值信号进行放大、滤波和反向以产生+DC电平。大约为1040的DC反馈环路增益允许放大器可以在ADC V_REF信号为的范围内跟踪输出共模电压。 
 
 
图2．宽带DC耦合单端到差分缓冲器
 
    增加的外部DC反馈路径使得VOCM引脚开路并且对地去耦，禁止AD8351的内部反馈路径。
 
    电平移动电阻器被设置成1.09:1的比率，以便将所需要的+DC电平摆幅减小到。使用具有优良跟踪性能的精确网络以确证良好的CMRR，并且将注入到信号源端的DC偏置电流减到最小。我们为U2选择一个满电源摆幅（R-R）反馈放大器，从而允许使用±5 V电源。余下的电路由+5V电源供电。
 
    电阻器Rg用于调节整个前端的增益。对0 dB前端增益来说，带宽扩大到1 GHz以上，如图3所示。要求的增益确定后，调整电阻器Rf使得输入到ADC的两个差分信号均衡。Rg和Rf对应不同增益的典型值如表1所示。 
  
 

Rg	Rf	前端增益
56.2 Ω	1540Ω	12 dB
154  Ω	698 Ω	6 dB
1000 Ω	316 Ω	0 dB
表1 —— 增益和平衡电阻值

   

    64.9欧姆（Ω）电阻器提供50Ω的源阻抗。从放大器端看，28Ω电阻器提供平衡输入。用64.9Ω电阻器替换28Ω电阻器，再将另外的反相输入信号接入新的64.9Ω电阻器和2个240Ω电平移动电阻器，这样就获得了一个差分输入信号结构。这种差分输入信号结构可以去掉Rf。
 
<Translation of Figure 3>
Frequency-MHz=频率 (MHz)
Front-End Gain-dB= 前端增益(dB)

图3.  1  kΩ复载条件下的频率响应
 
    本设计中保留了AD8351放大器优良的失真性能，从而允许它驱动12 bit 和14 bit ADC时能使ADC的动态范围减小最小（见图4）。
 
<Translation of Figure 4>
Frequency-MHz=频率 (MHz)
Harmonic Distotion-dBfs= 谐波失真(dB FS)
2nd=二次谐波
3rd=三谐波

图4.  谐波失真与频率响应的关系曲线
-1 dB FS输入AD6645 @80 MHz

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