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O 引言
全桥移相ZVS变换器近年来得到了广泛关注，在中大功率的通讯电源和电力操作电源中得到广泛的应用。然而，这种控制方法有以下几个明显的缺点。
(1)滞后臂开关管在轻载下将失去零电压开关功能；
(2)为了实现滞后臂的ZVS，必须在电路中串联电感，这会引起占空比丢失，增人了原边电流定额；
(3)原边存在较大环流，增加了系统通态损耗。
为了解决这些问题，人们针对IGBT拖尾电流大的特点义提出了全桥移相ZVZCS变换器。其主要思路是超前臂实现ZVS，滞后臂实现ZCS，从而从根本上解决了原先全桥移相ZVS变换器中滞后臂零电压开关困难的问题。由于不需要外加电感，占空比丢失问题随之解决，环流也大大减小。实现滞后臂的ZCS目前主要有以下几种办法。
(1)副边有源箝位的ZVZCS方法，但增加了成本，并由于需要复杂的隔离驱动而降低了可靠性；
(2)副边无源箝位和原边无源箝位；
(3)利用IGBT的反向雪崩击穿电压；
(4)原边串联饱和电感和隔直阻断电容。
但移相控制本身还有一个难以克服的缺点，即死区时间不好调整。当负载较重时，由于环流大，超前臂功率管上并联的电容放电较快，因此实现零电压导通比较容易，但当负载较轻时，超前臂功率管上并联的电容放电很慢，超前桥臂的开关管必须延时很长时间才能实现ZVS导通。传统的移相控制很难调整这个死区时间。
本文研究了一种名为有限双极性控制的控制方法，配合上面介绍的原边串联饱和电感和隔直电容的ZVZCS PWM全桥拓扑，可以在很宽的负载范围内实现超前臂的ZVS和滞后臂的ZCS。
1 ZVZCS PWM全桥电路有限双极性控制原理分析
l.1 电路拓扑
有限双极性控制ZVZCS PWM全桥电路拓扑如图1所示。S1～S4共4个功率管(内带续流二极管)组成一个全桥电路。其中，S1、S2组成超前桥臂，两端分别并联吸收电容C1、C2、S3、S4组成滞后桥臂；Cb为隔直电容，Ls为饱和电感。
l.2 工作原理
改进传统的移相PWM电路，采用有限双极性的控制方法，超前臂与滞后臂同时开通，并且在超前臂与滞后臂之间串联一个隔直电容Cb以及饱和电感Ls。饱和电感相当于一个开关，有电流的时候电感饱和，相当于短路；没有电流或电流很小时，有较大电感。利用隔直电容在环流期间加速环流衰减，使得滞后臂实现零电流关断，并且利用饱和电感Ls阻止LC振荡电流反向(反向电流不足以使饱和电感饱和，其电感值很大)；在滞后臂开通时．由于饱和电感处于不饱和状态，电流上升慢，实现零电流开通。图2所示即为全桥有限双极性控制时序及各主要变量响应图。其中，vgs1～vgs4为S1～S4管的驱动波形，Uab为ab两点间电压，ip为原边电流。
1．2．1 模态1——功率传输
在t0～t1时刻，S1和S4导通，此时电流ip一方面通过变压器原边将电能传输到负载，另一方面给阻断电容cb充电，Ls处于饱和状态，电容Cb电压线性增加。Ip=I0/n恒定不变。如图3所示。
1．2. 2 模态2——超前臂的零电压关断
超前臂S1于t1时刻关断，原边电流ip从S1中转移到C1、C2支路中，C1充电，C2放电。因为C1电压不能突变，开始时为零，实现S1的零电压关断；饱和电抗器流过电流，尚未退出饱和状态，阻抗为零。当Uc2降到零，二极管D2续流，t2时刻S2上的电压为零，为以后S2的零电压开通做好准备。如图4所示。
1.2.3 模态3——Cb阻断环流
t2时刻，ip通过S4和D2续流，阻断电容Cb的电压上升到最大Ucpb。饱和电感Ls尚未退出饱和状态。由于变压器原边的电压为零，原边电流小于副边电流，副边电感使整流二极管D5～D8均处于正向导通阶段，变压器原、副边短路。Ucb全部加在变压器漏感上。在阻断电容Cb的作用下，原边电流迅速下降。如图5所示。
1.2.4 模态4——滞后臂零电压零电流关断
t3时ip下降为零时，在Ucb作用下ip反向变化，由于Ls退出饱和状态，呈现大阻抗，所以阻断电容电压不变，S4仍然导通，但是没有电流流过。t4时滞后臂S4零电压零电流自然关断。此叫不对负载传输功率。如图6所示。
1.2.5 模态5——超前臂零电压零电流开通、滞后臂零电流开通
t5时S2、S3同时开通。在导通的瞬间，由于Ls不饱和，其阻抗很大，电流上升速度缓慢。S2、S3处于零电流导通状态。且开通时电容C2上的电压基本等于零，所以超前臂S2实现了ZVZCS。这段时间内，阻断电容的电压小变，原边电流基本等于零，电源电压加在饱和电感上，经一段时间促使其饱和，然后电流再线性增加。
t6时刻，原边电流上升到I0/n，副边整流二极管D6和D7导通，完成对管间的切换回到模态l的工作状态。如图7所示。
以上是半个周期的工作情况，另一半情况相似。从上面可以看到，滞后臂处于零电流开通和零电流关断；超前臂零电压开通，关断靠并联在管子上的电容实现近似零电压关断。
1.3 全范围实现ZVS和ZCS的约束条件
1.3.1 超前臂实现ZVS的条件
(1)超前臂的零电压关断
由于输出外并电容的存在，可以控制关断管的电压上升速度。电容的容值越大，电压的上升速度越慢，超前臂的零电压关断效果越好。
(2)超前臂实现零电压开通的条件
模态2中C2的放电时间为
为了保证超前臂的零电压开通，两个超前臂的死区时问td(即t5一t4)必须满足
td≥tr
当轻载时，C2放电需要的时间tr相应增大，但轻载时有限双极性控制的两个超前臂的死区时间也相应增大，从而克服了传统移相控制死区不好调整的问题，因此C1、C2可较大，以改善超前臂零电压关断效果。
1.3.2 滞后臂实现ZCS的条件
由于饱和电感的存在，滞后臂开通瞬间，电路中电流上升速度缓慢，可视为零电流开通。ZCS实现的程度主要取决于饱和电感的阻晰时间(即充磁时间)。阻断时间tm的计算如下。
式中：N为匝数：
Br为磁芯的饱和磁密：
Bs为磁芯的剩余磁密。
2 双环控制原理及其实现
2.1 电压电流双环控制
传统的方法采用电压模式单闭环控制，这种控制方法响应较慢，也不能对功率器件进行实时电流限制，为了实现电压电流可控，平均电流模式采用双闭环控制，其内环控制输出的平均电流，外环控制输出电压，提高了系统响应速度。
2.2 控制电路设计
采用集成芯片UC3525外加运放构成平均电流模式控制电路，并用外加逻辑电路的方式形成有限双极性控制的4路控制信号。如图8所示。
(1)外环控制 电压给定信号与输出电压反馈信号经运放U1补偿比较得Ue，接到UC3525的内部误差放人器正相输入端的脚2。当输出电流超过给定限流值时，D11导通，Ue被箝在给定限流值上。
(2)内环控制 采样电阻检测输出电流，并通过电流检测放大器得电流反馈信号。接到UC3525的内部误差放大器反相输入端的脚1，与Ue进行比较。UC3525的脚9为反馈补偿端。
(3)有限双极性控制 UC3525的脚4为同步信号输出，该信号作为D触发器(U3)的时钟信号，U3的Q端(脚1)和Q端(脚2)即可得到占空比为50％、相位相差180°的两组脉冲，S11、S12用于控制死区时间。
3 仿真与实验验证
这种有限双极性控制的ZVZCS PWM全桥变换器，已应用到一种15KW（300V/50A）电源模块的设计当中。其主要技术参数如下。
输入DC 430～650V直流；
输出DC 170～340V：DC0～50A；
开关工作频率20kHz；
死区时间1 μs；
隔直电容Cb=4 μF；
IGBT并联电容C1=C2=22nF；
变压器原副边匝数比为15：13；
输出滤波电感0.15mH；
输出滤波电容2200μF。
3.l 仿真结果
额定功率下超前臂的ZVS波形如图9所示。
滞后臂的ZCS波形如图10所示。
实验验证了仿真结果的正确性。
3.2 实验波形
当100％负载时，超前臂实现ZVS波形图如图11所示(管压波形100V/div，驱动波形5V/div)。
从图ll可看出，超前臂开通(即驱动信号为高)时，由于之前反并二极管续流的原因，管压为零。超前臂关断时，由于超前管上并联电容的原因，管压上升缓慢，基本实现超前臂ZVS。从图11中超前臂管压波形中可明显看出，由于软开关的实现，功率管上的电压尖峰基本消除。
滞后臂实现ZCS波形图如图12所示。
滞后臂开通(即管压从500V变为0V)时，由于饱和电感的存在，电流推迟2μs上升，实现零电流开通。而后超前臂关断，由于隔直电容的存在，电流迅速衰减至零。为滞后臂的零电流关断提供条件。图12中，滞后臂ZCS实现十分理想，原边电流环流衰减迅速，达到预期效果。
l0%负载时，超前臂实现ZVS波形图如图13所示。
由图13可以看出，轻载时，原边电流变小，并联电容的充放电速度明显减缓，反映在图中即超前臂的管压的上升下降沿变平缓。但此时超前臂的占空比也相应减小，死区时间自动加长，为并联电容提供了足够长的放电时间，保证了超前臂的零电压开通。关断时，由于并联电容充电缓慢的原因，使零电压关断的效果更加理想。
滞后臂实现ZCS波形图如图14所示。
轻载时，占空比相应减小，为原边电流衰减至零提供了充足的时间，保证了滞后臂ZCS的实现。
由以上各图，可明显看出有限双极性控制在10％～lOO%负载范围内超前臂的ZVS和滞后臂的ZCS都实现得十分理想。且从原边电流ip的波形上可明显看出原边环流衰减十分迅速，保证在较宽的负载范围内实现高效率，实验证明整机效率可达94％。
4 结语
(1)采用有限双极性控制的方法克服了移相控制死区调整困难的问题，使得超前臂可以在很宽的负载范围内实现ZVS。而且C1、C2可选取的范围较大，大大改善了超前臂零电压关断的效果。
(2)由于饱和电感的存在，可以在全范围内实现滞后臂的ZCS。隔直电容用来减小环流。
(3)软开关的实现，消除了开关管电压尖峰，降低了开关损耗，可以在较宽的负载范围内实现高效率。
