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功率测量要求
大多数严格的射频发射标准均要求发射功率不超过期望值的±1dB或±2dB。比如GSM系统，一个47dBm发射机（50W）满功率发射时传送的功率值在45dBm~49dBm之间（极端情况下为44.5dBm ~ 49.5dBm之间）。
测量与控制功率的选择
图1示出一些通常使用的体系结构选择，它用于测量和控制发射功率。图1示出闭环模拟控制环路。从功率放大器到天线的输出功率以定向耦合的方式引入。定向耦合器的耦合因数典型值在10dB~30dB范围。为了减少检测器检测到的功率，通常要增加一些附加的衰减。这样测量所得的结果与设置点电压比较，其差值驱
当功率放大器的输出功率与设置点电压相符合时，放大器输出误差将不再升高或降低。应当注意，误差放大器不必再驱动放大器的偏置控制。若放大器具有固定增益，并且误差放大器用于控制中频可变增益放大器，那么系统将有效的工作。
上述功率控制方法（我们指的是从检测器的角度作为控制器模式）在需要快速控制功率的应用中是非常有用的。最普通的例子莫过于时分多址（TDMA）系统，比如GSM（全球移动通讯系统），PDC（个人数字蜂窝）或PHS（个人手持电话系统）。在这些场合，功率以精确的同步短脉冲串方式发射出去。这种快速“本地”控制只能允许功率有一点上升或下降的变化。如果用对数检测器，功率则可控制在很大的动态范围内（典型值为40 dB~60dB）。
图1b示出检测器输出经过数字化后的功率控制环路。DSP中的软件或微控制器根据测量结果决定输出功率，然后用模数转换器调整输出功率。这种设计没有考虑前面所说的快速控制。其结果是，在持续功率发射的场合，这种设计比较有效，CDMA、WCDMA和TD-SCDMA蜂窝系统就是很好的例子。数字化控制考虑到了附加在环路上的额外校准。比如，功率检测器的特性漂移，尤其是温度漂移（具有良好的可重复性）。如果系统含有温度传感器，则可实现补偿算法。
图1c示出含有辅助接收器的发射机，即发射的信号经过采样和混频变为基带信号。辅助接收器的使用在高功率放大器的线性方案中是很普遍的，例如，前馈和给发射频谱特性算法提供反馈的数字预矫正。在这种设备中，发射功率的测量变得非常容易。只要接收器的增益不再随温度和频率变化而发生较大的变化，功率的测量就会非常准确。
图1d示出交替功率控制结构，它用于某些手持设备。这种结构假设发射功率根据接收功率来决定。例如，接收功率减少，那么发射功率将增加。这是一个慢速并且不怎么精确的系统。然而，它是一种在链接开始时设置功率非常有用的方法。
通常，当功率放大器达到或接近满功率时，射频功率测量的精度非常关键。这也是人们所期望的。比如，100W（50dBm）发射机中，功率测量产生电压为-1dB的误差将导致发射功率变为51dBm（126W）。这就迫使功率放大器能够超出上限的25%才可确保安全工作（要达到这个要求，需要功率放大器有更大体积，成本也会很高）。然而在低功率值上，输出功率的公差仅需要限制在标准值以内即可（该差值在低功率时往往非常不精确）。
上述应用中，输出功率检测器的温度稳定性致关重要。通常，采用二极管来实现温度稳定性。二级管检测器在超过一定功率后会有较好的温度稳定特性（通常输入功率在+15dBm范围内具有良好的性能），但这样它的动态范围有限（20dB~30dB），并且检测器在低功率时有性能有严重的漂移。
采用对数放大器的功率检测器
当系统需要测量和控制功率时，解调对数放大器越来越成为一种普遍的选择。图2示出AD8318在2.2GHz时的传递函数，它是美国模拟器件公司一种新的对数放大器，频谱从1MHz~8GHz。图中示出了输出电压与输入功率的两条曲线，以及输入功率和校准误差。
当输入功率从-65dBm~0dBm变化时，输出电压从2V变化至0.5V。
线性与误差的计算
即使检测器在出厂前经过校准，为了达到对数检测器规定的精度，仍然需要对其进行校准。再看图1，我们会发现有很多信号的不确定性影响着对数放大器。信号跟踪的丢失、定向耦合器耦合因素中局部之间的变化性及衰减器很容易产生1dB或更多的不确定性。
推荐的校准方法是设置功率放大器输出为两个或两个以上接近的值，并且测量从检测器输出的电压。
在线性工作范围内，对数放大器的输出可用下面的公式近似求出。
VOUT=SLOPE×（SLOPE-INTERCEPT） （1）
SLOPE（斜率）是输出电压相对于输入功率的变化量（单位为mV/dB）。INTERCEPT（截距）是外推的线性传递函数与X轴的交点（单位为dBm或dBV）。
通常，用两个不同功率的信号（一个在输入范围的顶端，另一个在底端）和测量相应的检测器输出电压来完成对数放大器的校准。斜率和截距可用下面的公式计算：
SLOPE=（VOUT1-VOUT2）/（PIN1-PIN2） （2）
INTERCEPT= PIN1-VOUT1/SLOP （3）
一旦计算出斜率和截距，就可由检测器的输出电压通过下面的公式计算出输入功率。
PIN（未知数）=VOUT（测量值）/SLPOE+INTERCEPT （4）
参照输出电压的理想公式（公式1），可求出已测数据的对数一致性误差：
Error（dB）=（VOUTMEASURED-VOUTI
DEAL）/SLOPE
图2 包含温度在25℃时的误差曲线，对数放大器会在这个温度下进行校准。注意此时误差并不为零。这是因为对数放大器理的输入输出关系特性并不完全遵循理想的输出电压与输入功率公式。甚至在其工作范围内也是如此。然而，在校准点的误差（图中的-12dBm和-52dBm）将依然定义为0。
图2还包括在-40℃和+85℃时的输出电压误差曲线。这些误差曲线是用25℃时的斜率和截距来计算的。这种方法与大规模生产条件时相同。
选择校准点
图3示出同图2一样的测量数据。但应当注意，误差函数在低功率值时降低了。当校准点变化时，这些误差函数的形状也将改变。在图3中，校准点为-10dBm和-30dBm。同前面的例子一样，在25℃时，校准点处的误差为0dB。在校准点附近，温度误差非常小。然而，在-30dBm ~ -60dBm范围内，误差较大。这种校准可用于满功率或接近满功率时对精度要求严格的发射机。通常校准点应当选在期望的最高精度范围内。
因此，校准点应当根据应用场合来选择。通常考虑，校准点不应当选在对数放大器传递函数线性部分之外（即高于-5dBm或低于-55dBm）。
图4示出另一种呈现对数放大检测器误差函数的方法。这里计算了相关环境下输出电压在高温和低温时的分贝误差。这是一个重要的区别。到目前为止，我们已经画出了在环境温度下有关理想传递函数的误差。当我们使用这种选择性技术时，环境温度误差通过人为定义来使其为0（见图4）。若对数放大器的传递函数与理想公式：输出电压=斜率×（输入功率-截距）完美吻合时，这种方法是非常有效的。然而，由于实际的对数放大器不可能与公式完全吻合，尤其是在线性工作范围以外，那么这个误差曲线还是能够有助于人工改善对数放大器线性特性，扩展其动态范围。若想在一个特殊的功率值上消除环境温度下（非理想）输出电压的温度漂移，图4是非常有用的一个工具。
基于多个器件的考虑
到目前为止，我们一直着眼于单个的器件。这些图说明了器件的典型性能是可以测试出来的。然而，在大规模生产条件下，我们必须考虑到最坏情形下的产品性能。为了作到这一点，查阅器件的传递函数和误差曲线是非常有必要的。
图5示出5.8GHz时多个AD8318的输出电压曲线和误差，其中黑色曲线集表示多个器件在25℃时的性能（每个器件的斜率和截距已经计算出来）。红色和蓝色误差曲线集表示其它温度时大量器件具有的规律性的工作情况。该图暗示了器件之间的温度漂移大约为1.2dB。应当注意，最大误差出现在-40℃。如果工作温度限制在-10℃或者-20℃，温度漂移特性会更好。
AD8318还包括外部调整温度漂移的能力。通过TADJ引脚对地连接一个电阻器，以改变内部电流，该电流用来稳定AD8318随温度变化漂移的截距。这就要求工作在不同频率选择适当的TADJ电阻器阻值。虽然可以为每一个器件选择不同的TADJ电阻器，但要为每个对数放大器测量其温度漂移特性并不现实。实际上，图5提供的多个器件的信息可以用来选择全部漂移所需的TADJ电阻值。
响应时间
我们已经注意到，在时分多路应用中，射频检测器必须快速响应输入端大信号的变化。在控制器模式应用中（图1a），检测器必须有足够快的响应时间以便控制环路的主极点能够通过积分器的电容来调节。
图6示出AD8318对短射频脉冲群的脉冲响应曲线。由于对数放大器的斜率为负，所以在90%至10%下降时间的脉冲群出现之后输出下降时间为11.4ns。这个响应时间足以胜任几乎所有的功率测量应用。极快的响应时间也提供了诸如雷达接收机检测和幅移键控检测等更多应用的可能性。
应当注意，检测器输出响应的纹波，其频率是输出频率的两倍，它是对数变换一个副产品。由于对数放大器具有很高的视频带宽，所以当输入信号频率较低时会便会出现纹波。这些纹波很容易用低通滤波器消除，但这将导致响应时间增大。当输入频率较高时（>100MHz），对数放大器的内部视频带宽足够消除全部纹波。
结论
频率高达8GHz的对数放大检测器正在替代很多传统的二极管检测器。温度稳定性远优于±1dB，并且具有很大的动态范围，响应时间足够用于雷达与频移键控（ASK）等检测应用。
