为了简化液晶电视机的内部结构、降低生产成本，有些生产厂家把液晶电视机的开关电源和高压背光板组合在一起，既向液晶电视整机提供电源（各种电路的VCC及CPU供电），又向背光管提供高压，一般称为IP整合板。I即INVERTER，逆变器的意思；P即POWER，功率、电源的意思。

1 电路组成

海信LCD-4233D系列液晶电视IP整合板的原理图如图7.1所示，由3部分组成（图中虚线框所示；分别显示出各部分的功能）：

PFC部分（图中1部分）：由集成电路N811（NCP1653APG）及MOS管V811、V812电感L811及二极管VD812组成一个并联型开关电源；电路的特点是这个开关电源的供电+B是不经滤波的220V整流供电，主要作用是进行功率因数校正并向背光供电部分及小信号供电部分提供稳定的+380V电源。

待机电源部分（图中2部分）：由集成电路N831（NCP1207APG）及MOS管V832开关变压器T831组成一个PWM稳压型的开关电源，采用PFC电路送来的+380V工作，输出整机主板供电的各种电源（5V_S、5V-M、12V、14V）。

背光供电部分（图中3部分）：由激励控制集成电路N901（OZ9925GN）和N902（FAN7382）、MOS管V907和V908及N904（LM358）及升压变压器T903组成了采用了PFC部分+380V供电的N+N型MOS管半桥LLC功率放大电路，输出功率强大，可以向16~24只背光灯管供电，高压升压变压器只有1只，如采用CCFL背光灯管并联应用背光灯管必须采取电感平衡措施。

                                                                    图7.1

本文是以介绍背光供电电路为主，关于PFC部分和小信号供电部分另外撰文介绍。

背光供电部分的原理图及实物照片如图7.2所示。T903是升压变压器，与L905、C917组成LLC谐振输出电路；两只N沟道MOS管V907、V908组成半桥功率放大电路，采用PFC电路直接输出的+380V供电；N902（FAN7382）是V907、V908的激励集成电路，由于V907、V908都是N沟道的MOS管，故N902输出两个反相的激励信号；N901是振荡、控制、激励集成电路。

2 电路特点

（1）采用两只N沟道MOS管组成高压（+380V）供电的半桥功率输出电路，功率管工作电流较低压供电小很多。由于采用了谐振型（LLC）输出，电路对功率管的要求更低，输出的正弦波形更好：当负载变化引起输出电压变化时，LLC谐振型功率输出电路具有自稳压特性。

（2）采用了平衡型背光灯管断路取样电路；简化的一般的CCFL灯管断路取样。

（3）由功率放大部分采用了两只相同的N沟道MOS管，两只功率管的激励信号必须反相且有相应“高”、“低”不同的直流分量。该电路采用了一块性能优秀的FAN7382高压半桥功率放大电路驱动集成电路，并采用了自举升压的方式解决了高电位激励信号的直流分量浮动问题。

     

                                  正面                                                        背面

                                                                    图7.2

3 电路分析

IP整合板背光部分的等效电路如图7.3所示。N901在ON/OFF信号及亮度信号的控制下，由3脚、5脚输出反相对称的激励信号，经过激励变压器T901加到射极跟随器激励电路V906、V901、V903、V904，经放大后进入功率放大输出级激励集成电路N902的2脚、3脚。N902对2脚、3脚输入的激励信号进行分相处理，由6脚、7脚输出幅度相同、相位相反的两路信号，分别加到半桥功率输出管V908、V907的栅极，由V908、V907进行功率放大，V908、V907功率放大电路的负载是升压变压器T903和C917、L905组成串连谐振电路，把半桥功率放大电路输出的信号转换为正弦波并经T903升压输出去液晶屏的背光灯管，点亮背光灯管。

                                                                图7.3

3.1 LLC谐振输出电路

半桥功率放大输出管V907、V908的负载有升压变压器T903、L905和C917，和一般半桥功率放大输出电路不同的是多了一个串联在输出电路中的L905，T903虽然是升压变压器，但也等效于一个电感；再加上串联于电路中的电容器C917，这3个元件实际上组成了一个串联谐振电路。由于具有2个电感和1个电容，所以称为LLC谐振型输出电路。

这个电路有两大特点。

（1）如果谐振电路的谐振频率正好是前级振荡器的振荡频率，那么电路将处于谐振状态，电流最大、电流波形是完全正弦波，这样可以使输出功率最大化；并且两只功率开关管工作在软开关状态，即功率管由导通到截止或者由截止到导通的转换都在正弦波的过零点进行，功率管不存在开关损耗（只有导通损耗）。由于没有自感高压电势，还可以采用低耐压的开关管，电路的效率非常高并且非常安全，工作几乎没有热量产生，也不会对外产生干扰。

（2）T903既是一个升压变压器，又是一个电感。这个电感内部流过的电流要随负载的

变化而变化，故其电感量（L）并不是一个定数，而是随负载电流的变化在变动。这样，当负载发生变化时， LLC输出电路的谐振频率亦发生变化。

只要输出电路的谐振频率设定得和振荡频率略有偏差，即可达到根据负载的变化自动稳定输出电压的效果。

7.3.2 功率放大电路的激励

将两只N沟道MOS管作为高压半桥功率输出时，要求有两个相位相反、直流分量差异较大的激励信号：一个直流分量很高，数百伏特；一个只有几伏特。而振荡激励集成电路OZ9925的3脚、5脚只输出相位相反、直流分量相等的一对激励信号DRV1、DRV2，怎样把这对信号转化为高压半桥功率输出电路MOS管所需的栅极激励信号呢？

该背光部分的电路采用了一块美国仙童公司（飞兆）的FAN7382，即N902,如图7.4所示。

FAN7382是专门为高压半桥功率放大电路设计的驱动集成电路，其驱动的半桥功率放大电路可以采用近+600V的高电压作为+B供电，常用作高压半桥功率放大电路的MOS管栅极驱动。它采用先进的设计减小了高压IC工艺中寄生的源漏电容，从而使驱动具有足够的稳定性，上MOS功率管V907驱动部分的VCC供电巧妙采用了自举升压的方式，电路简洁合理，图7.5是其内部框图。

                                                                    图7.4

从图7.5所示框图中可以看出，FAN7382有两个通道的激励信号输出：高边信号激励通道（HIGH-SIDE DRIVER ；V907的栅极激励）和低边信号激励通道（LOW-SIDE DRIVER ；V908的栅极激励），主要引脚功能介绍如下。

4脚、5脚、1脚是低边信号激励通道输出脚，内部是两只互补的灌流激励管。其中， 4脚（COM）是灌流电路的电源负端，可以接地；5脚（LO）是低边激励信号输出端，经过限流电阻和放电二极管接半桥功率放大MOS管V908的栅极；1脚（VCC）脚是灌流电路的VCC供电端。3脚（LIN）是低边信号通道的输入端。

                                                                图7.5

6脚、7脚、8脚是高边信号激励通道输出脚，内部也是两只互补的灌流激励管。其中，6脚（VS）是灌流电路电源负端，但在应用中直接外接V907、V908半桥功率放大电路的信号输出端，其电压随输出电压的振幅而变化（此端电压是浮动的）；7脚（HO）是高边激励信号输出端，经限流电阻和放电二极管接半桥功率放大MOS管V907的栅极；8脚（VB）是高边灌流电路的VCC供电端。该VCC端的意义是：相对于6脚始终保持一个VCC电压的幅度。而6脚的电压是随半桥功率放大电路输出电压而浮动的，所以8脚电压也是在VCC的基础上随半桥功率放大电路输出电压而浮动。亦即，8脚电压=VCC+VOUT。2脚（HIN）是高边信号通道的输入端，其输入信号和低边通道输入端3脚（LIN）的输入信号是反相关系。

现在的问题是如何解决8脚高边通道输出灌流电路的VCC供电问题。这个电压相对于6脚是一个VCC的电压幅度关系，而对地则是VCC的电压幅度加上功率放大电路输出电压（VCC+VOUT）的关系。

和CRT电视中场扫描自举升压电路的方式类似，8脚VCC供电由电路上增加的升压电容器C904和升压二极管VD915自举升压得到，其工作原理如图7.6所示。

当V908导通、V907截止时，如图7.6（a）所示。输出端为低电平，等效于接地，电容器C904的下端也等于接地，VCC通过VD915对C904充电,C904两端电压被充至VCC电压幅度。

当V908截止、V907导通时，如图7.6（b）所示。输出端为高电平，等效于接+B，电容器C904的下端也等效于接+B。那么，在V907导通的时间，FAN7382的8脚电压等于VCC+（+B）。

这样，不管输出是什么电平，高边信号激励通道灌流电路的供电的6脚和8脚之间始终维持在VCC电压的幅度，保证了电路的正常工作。

                              （a）                                                                      （b）

                                                                      图7.6

7.4 振荡控制集成电路OZ9925

OZ9925是微科（MICRO）公司专门为背光电路设计的背光驱动集成电路，具有振荡控制、激励、保护等功能。有两路反相的激励信号输出。OZ9925具备比较完善的输出电压、灯管电流检测功能及输出过压保护、VCC欠压保护功能；经过不同的电路变通组合，其保护控制输入端还可用作灯管断路保护控制等其他功能。

7.4.1 功 能

OZ9925是宽电源（VCC）供电背光激励控制集成电路，具有以下功能。

（1）VCC欠压保护。

（2）直流亮度控制输入。

（3）保护延迟时间设定。

（4）软启动时间设定。

7.4.1 引脚功能

OZ9925的引脚排列如图7.7所示，引脚功能见表7.1，内部框图如图7.8所示。

                                                                        图7.7

表7.1

引脚	符号	功能
1	VREF	内部5V基准基准电压输出 （当15脚为高电平时， 1脚为5V）
2	V1N	VCC 12V 供电输入端
3	NDR2	激励信号2输出端
4	PGND	激励输出部分接地端
5	NDR1	激励信号1输出端
6	AGND	小信号部分接地端
7	RT_CT	振荡器频率设定，外接定时电阻和电容，此脚波形为幅值2V的三角波
8	LRT_LCT	PWM调光频率设定，外接定时电阻和电容，此脚波形为幅值1.5V的三角波
9	DIM	亮度控制输入端，如果该脚电压低于1.5V，则芯片输出进入PWM调光模式
10	VSEN	灯管电压检测输入端，该管脚的电压大于11脚（OVT）电压时，芯片会锁死，背光不亮
11	OVT	过压阈值设定输入端
12	TIMR	延迟保护时间设定端。出现故障时，此脚电压逐步上升；达到3V时，内部保护电路启动控制，关闭激励输出
13	SST_COM	软启动时间设定端
14	ISEN	灯管电流检测输入端
15	ENA	使能端。此脚电压大于2V时，电路启动（类似于ON/OFF控制端）
16	VLS	VCC欠压保护检测输入端。此脚接VCC分压电路，其电压低于1.43V时，保护电路停止工作；高于1.5V时，保护电路开始工作

                                                                    图7.8

7.4.2 OZ9925启动工作过程：

N901 OZ9925（2）VIN脚 VCC为12V； CPU送来高电平（大于2V）启动信号加到N901 OZ9925的使能控制端（15）ENA脚；N901启动开始工作；电路启动后内部的振荡器HF OSC产生背光灯管工作的高频振荡信号并经过（9）DIM脚送来的亮度信号调制后；由（3）NDR2脚和（5）NDR1脚输出激励信号去后面的功率放大级。

在启动后OZ9925其它相关引脚的作用及工作过程、外围元件的作用介绍如下：

1脚（VREF）是基准电压输出脚。12V电压经OZ9925内部基准电压稳压器产生+5V基准电压，由1脚输出。该基准电压对内部产生基准电流、保护控制电路基准阈值的设定起到重要作用。1脚输出的+5V电压还是7脚高频振荡器及8脚PWM三角波振荡器时间常数电路充放电的基准电压，如果这个电压不正常，整个集成电路乃至整个背光板都会工作不正常。

2脚（VIN）是VCC工作电压输入端。OZ9925是宽电压供电，VCC电压可以在10～19V范围内正常工作。

3脚（NDR2）、5脚（NDR1）是激励信号输出端，输出低阻、反相的激励信号。

4脚（PGND）是内部激励部分的接地端。

6脚（AGND）是内部小信号部分的接地端。

7脚（RT_CT）是内部高频振荡器的振荡频率控制端。外接RC是控制振荡频率的定时元件，RC（时间常数）的大小决定了振荡频率的高低。外接电容器C906、C907的并联值及R914、R940、RP901的等效电阻决定了振荡频率，如图7.9（a）所示：RC充放电的电源采用1脚的5V基准电压，以保证振荡频率的稳定性；RP901可以根据需要对振荡频率进行小范围调整，等效电路如图7.9（b）所示。振荡频率与RC的关系是，RC越大，振荡频率越低；RC越小，振荡频率越高。OZ9925的振荡频率可以依靠改变RC在30～70kHz内设定。

                                  （a）                                                                      （b）

                                                                    图7.9

9脚（DIM）是亮度控制输入端。CPU送来的1.5～3.5V变化的直流亮度控制信号，进入OZ9925后变换为PWN亮度控制脉冲，对振荡器的振荡信号进行调制，使连续的高频振荡波转变为按照PWM占空比变化的间断高频振荡波，达到控制背光灯管亮度的目的。在直流亮度控制电压向PWM变换时，还需要一个辅助的三角波信号。

8（LRT_LCT）脚是配合9脚输入的直流亮度控制电压变换为PWM脉冲而设置的三角波振荡器的频率控制定时元件的连接端，其外接RC（时间常数）的大小决定了三角波的振荡频率及PWM信号的频率，如图7.10所示。为了防止屏幕产生闪烁感，PWM频率选取在200Hz左右。V902是PWM外同步信号输入控制，以便由外部决定三角波的振荡频率。同样，RC充放电的电源也采用1脚的5V基准电压，以保证三角波振荡频率的稳定性。

                                              （a）                                                              （b）

                                                                      图7.10

10脚（VSEN）是背光灯管电压检测输入端，以确认输出背光灯管电压是否正常。如果此脚电压大于11脚电压，整个芯片即停止工作，背光灯管也熄灭。

11脚（OVT）用于设定过压门槛（阈值）值，和10脚配合完成输出过压保护等功能，如图7.11所示。当10脚电压因过压保护而超过11脚时，此集成电路即停止工作。在本电路中，11脚也作为背光灯管断路保护。

                                                                图7.11

12脚（TIMR）是保护电路延迟启控时间设置端。背光电路其实也是一个开关电源，其保护电路就应该动作迅速、灵敏。但是，背光板负载是一个有很多不确定因素的非线性气体放电器件——冷阴极荧光灯管（CCFL）。特别是开机接通电源的一瞬间，一般灯泡会立即就点亮，但这个冷阴极荧光灯管的点亮有一个水银气化、参与放电的过程，需要0.5～1s。另外，每个灯管的启动时间不同，在环境温度较低的冬天，启动时间更长。在启动的过程中，背光灯管是不会有正常工作电流的，电压、电流、断路取样电路的取样数据也是异常的，若保护电路在此期间已经开始工作，则会误判背光灯电路有故障而进入保护状态。为了避免这种现象，背光板的保护控制电路中都设置了延迟保护控制电路，即当开机的瞬间保护控制电路接收到异常取样信号时，并不是立即执行保护，而是延迟一定时间（如1s或1.5s）后再执行。12脚外接电容器C911就是为设置保护延迟时间而设置的，改变其容量大小就可以改变延迟时间；容量越大，延迟时间越长。

VD907的作用是保证该电路只在长时间关机后的第一次开机才有延迟作用，如图7.12所示。取样信号进入OZ9925后，内部保护电路开启，一个恒定的3μA电流由12脚输出，经VD907对电容器C911充电。随着C911充电电压逐步上升，12脚电压也随之上升；当12脚电压上升至3V时，内部保护电路启动，关闭激励输出，背光灯随之熄灭，进入保护状态。短暂（几个小时内）关机后，电容器经过R920（3.3M）的放电极为缓慢，电压基本上维持满电的状态，这时断电后再开机，保护电路就不延迟或延迟时间极短，以提高其它电路的安全性。

                                图7.13                                                                  图7.12

13脚（SST_CMP）是软启动时间控制端，其作用是使功率变换电路缓慢达到稳态工作点，以减小启动冲击和浪涌电流，如图7.13所示。13脚电压为高电平时，集成电路正常工作；小于1.5V时，停止激励输出。接通电源、内部基准电压及基准电流还没有建立时，OZ9925的1脚没有5V基准电压VREF输出，V909（PNP）饱和导通，把13脚电压下拉，集成电路不能启动。待OZ9925内部状态稳定后，其1脚的VREF就有稳定的基准电压输出了，V909截止，集成电路内部的4μA电流源给13脚的电容器C912充电，C912上的电压呈斜坡上升，从而限制了输出电压的急速上升，最终限制了输出脉冲占空比的上升幅度，实现软启动。

14脚（ISEN）是灯管电流检测输入端。图7.11中的V2、V4即两组背光灯管的电流取样电压，经VD917、VD919送到集成电路的14脚，参与内部的亮度PWM调制，校正PWM脉冲的宽度，使背光灯管的亮度稳定、工作电流稳定。

15（ENA）脚是使能控制端，即启动控制端。当CPU送来的ON/OFF信号为大于2V的高电平时，集成电路开始工作。

16脚（VLS）是1.5V阈值电压的门控输入端。只有当此脚电压超过1.5时，集成电路才工作。VCC供电经R926、R925串联分压后接16脚，当VCC欠压时，16脚电压也下降；低于1.44V时，集成电路即停止工作，进入欠压保护。

7.4.3 输出电压过压保护电路

在图7.11中，OZ9925的1脚5V基准电压VREF，经R931、R932分压后接11脚。R931=24kΩ，R932=33 kΩ，故11脚的电压为

以升压变压器T903 的9-10绕组为例， C919、C920串联分压取样电压经过R927、R928串联分压后加到OZ9925的10脚。如果背光灯管正常工作，T903的9-10绕组上的电压为800V，则OZ9925的10脚电压为

当某些原因引起输出电压大幅上升时，OZ9925的10脚电压随即上升；超过11脚电压时，OZ9925即停止激励输出，进入保护状态。

7.4.4 背光灯管断路保护

背光灯管断路保护由取样电路、检测电路、比较电路控制电路组成，图7.11所示；

取样电路：由VD908、VD909、VD914、VD916、R944、R943、R921、R933组成；

检测电路：由R945、R946、R947、R948、VD918A、VD918B、C928、C929组成；

比较控制电路；由R950、R951、N904、V905组成；

取样电路工作原理：升压变压器T903的次级升压线圈有两个一样的绕组；绕组（7）（8）及绕组（9）（10）；这两个绕组输出电压相同；并且绕组负载的两组背光灯管（A组和B组）数量、功率、尺寸、特性均相同。这样当背光灯管全部点亮时；两组背光灯管流过灯管的电流是相同的；每组背光灯管供电的变压器绕组下端分别接两只极性相反的二极管；VD908、VD909及VD916、VD914；四只二极管均经过四只阻值相同的33欧姆电阻R944、R943、R933、R921接地，这四只电阻就是电流取样电阻。四只二极管和四只电阻的连接点就是背光灯管电流的取样输出点；VD908、VD909及VD916、VD914的取样输出点分别设定为：V3、V4、V1、V2。由于R944、R943、R933、R921这四只取样电阻阻值均相同；又由于两组背光灯管数量相同、特性相同；两组背光灯管的电流是相等的；这样四个取样点的取样电压幅度（绝对值）是相等的即；V3=V4=V1=V2。但是由于二极管VD908、VD909是极性相反连接；所以V3、V4是反相的；V3为 负、V4为 正。同理；V1为 负、V2为 正。

这V3、V4、V1、V2输出电压即为背光灯管断路保护的取样电压；V1、V2是A组背光灯管的取样输出；V3、V4是B组灯管的取样输出。

检测电路工作原理：检测电路是由两个矩阵电路组成，一个是R945、R946、C928、VD918A组成一个矩阵比较电路（称为：矩阵A组），取样电压由R945、R946输入，C928两端的电压就是比较的结果（图7.14 A点电压），比较的结果由VD918A输出，由于VD918A的连接方向，只有比较结果是正电压才可以输出（如果比较结果是负电压；则不能输出）。另一个矩阵电路由R947、R948、 C929、VD918B组成（称为：矩阵B组），取样电压由R947、R948输入，C929两端的电压就是比较的结果（图7.14 B点电压），比较的结果由VD918B输出，由于VD918B的连接方向，只有比较结果也是正电压才可以输出（如果比较结果是负电压；则不能输出）。

取样电路送来的取样电压V1、V4、V2、V3分别连接于R945、R946、R947、R948。图7.11中所示V1、V2为A组背光灯管产生的压降；V3、V4为B组背光灯管产生的压降；这V1、V2、V3、V4电压分别错开的连接到比较矩阵电路的输入端；即A组背光灯管的取样电压V1（负电压）和B组背光灯管的取样电压V4（正电压）连接输入一组（矩阵A组）矩阵比较电路上。A组背光灯管的取样电压V2（正电压）和B组背光灯管的取样电压V3（负电压）连接输入另一组（矩阵B组）矩阵比较电路上。

比较过程分析：

第一种情况；A组、B组背光灯管全部正常点亮，两组灯管电流相等；

（矩阵A组）V1=V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在C928上叠加正好抵消；C928上面电压是0V，VD918A没有输出。

（矩阵B组）V2=V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在C929上叠加正好抵消；C929上面电压是0V，VD918B没有输出。

第二种情况：A组有一只背光灯管断路，B组灯管电流大于A组灯管电流；V4 > V1、V3 > V2。

（矩阵A组）V1<V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在C928上叠加正电压大于负电压；C928上面电压为正电压，VD918A有正电压输出。

（矩阵B组）V2<V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在C929上叠加正电压小于负电压；C929上面电压是负电压，VD918B没有输出（VD918B反偏）。

第三种情况：B组有一只背光灯管断路，A组灯管电流大于B组灯管电流；V4 < V1、V3 < V2。

（矩阵A组）V1>V4（绝对值），由于V4是正电压、V1是负电压，通过R945、R946在C928上叠加正电压小于负电压；C928上面电压为负电压，VD918A没有输出（VD918A反偏）。

（矩阵B组）V2>V3（绝对值），由于V2是正电压、V3是负电压，通过R947、R948在C929上叠加正电压大于负电压；C929上面电压是正电压，VD918有正电压输出。

结论：通过上面的三种背光灯管工作状态的比较，只有背光灯管全部点亮正常工作矩阵比较电路输出0V，当A组和B组背光灯管有任意一只断路（液晶屏有任意一只背光灯管断路），矩阵比较电路都会有正电压输出（A组和B组同时断路一只背光灯管的现象几乎没有）。

比较控制电路工作原理：

比较控制电路由比较器N904和放大器V905组成。N904（LM358）是一只运算放大器；在这里是作为电压比较器使用，N904的2脚为电压比较器的反相输入端，由R950和R951分压电路提供基准电压0.78V（R950（68K）、R951（4.7K）、VCC是12V）， N904的3脚为同相输入端输，矩阵电路VD918A和VD918B输出的检测电压就施加于N904的3脚同相输入端。N904的输出端1脚接MOS管V905的栅极，V905在此处作为开关使用，其漏极接OZ9925的11脚。

如前述当液晶屏有背光灯管全部正常点亮时；矩阵比较电路输出为0V，此时N904的同相输入端电压3脚小于反相输入端电压（0.78V），N904的1脚为低电平。

当液晶屏有任意一只背光灯管断路时；矩阵比较电路就会输出大于0.78V的电压加到N904的同相输入端，此时N904的同相输入端电压3脚大于反相输入端电压（0.78V），N904的1脚为高电平，高电平加到V905的栅极，V905导通，OZ9925的11脚电压被拉低至0V小于10脚电压，电路进入保护状态。

                                                                          图7.14

（注意：N904（LM358）是一只运算放大器，在这里是作为电压比较器使用，其3脚（+）为电同相输入端，2脚（-）为反相输入端。电压比较器的输出特性：当同相输入端的电压大于反相输入端时，输出端为高电平；当同相输入端的电压小于反相输入端时，输出端为低电平。）

7.5 N+N沟道功率放大电路自举升压电路详细分析：

N+N MOS管的激励电路如图7.15和图7.16所示；

图中FAN7382是N+N沟道MOS管半桥功率放大激励集成电路，V907、V908是半桥功率放大管，FAN7382内部有两个灌流电路，分别激励V907和V908两只功率管。两个灌流电路， Q1、Q2激励V907，Q3、Q4激励V908，两个灌流电路的VCC供电为12V。

7.5.1 工作过程分析：

1、当负激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；正激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382的7脚HO输出负激励信号控制V907截止，FAN7382的5脚LO输出正激励信号控制V908导通，图7.15所示，放大器的输出端A点等效接地，为0电位。

这时可以看出；上灌流电路Q1、Q2的VCC供电端是FAN7382的6脚和8脚，6脚为0V（等效接地）；8脚为12V。下灌流电路Q3、Q4的VCC供电端是FAN7382的4脚和1脚，4脚为0V（接地）；1脚为12V。

上下灌流电路都获得正常的VCC供电，激励V907、V908整个电路工作正常。

                                        图7.15                                                      图7.16

2、当正激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；负激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382的7脚HO输出正激励信号控制V907导通，FAN7382的5脚LO输出负激励信号控制V908截止，图7.16所示，放大器的输出端A点等效接+380V，电位为+380V。此时FAN7382的6脚电压已经由0V抬升至+380V。

这时可以看出；上灌流电路Q1、Q2的VCC供电端是FAN7382的6脚和8脚，6脚为+380V（等效接高压380V供电）；8脚仍为12V，上灌流电路Q1、Q2的VCC供电已经出现不正常的严重翻转现象；8脚仍为12V而6脚已经从0V上升为+380V，Q1、Q2的VCC供电由+12V变为 -368V（380—12=368V），灌流电路根本无法工作。

此时的下灌流电路Q3、Q4的VCC供电端是FAN7382的4脚为0V（接地）；1脚为12V正常工作状态。只要上灌流电路不能获得正常的VCC供电，不能正常工作整个V907、V908功率放大电路都无法正常工作。

如果要使N+N沟道MOS管半桥功率放大电路正常工作，就必须解决上灌流电路的VCC不管V907是导通；还是截止6脚和8脚的电位差始终是+12V。当V907截止时；6脚为0V；8脚为12V，当V907导通时；6脚为+380V；8脚就必须为+392V（380V+12V=392V）。6脚和8脚的电压必须随V907、V908的开关工作相应的浮动，也就是；当V907截止V908导通时；集成电路FAN7382的8脚为12V，6脚为0V。当V907导通V908截止时；集成电路FAN7382的8脚为392V，6脚为380V，8脚电压始终随6脚上浮一个+12V。

5.2 采用自举升压的方式解决了8脚电压浮动的问题：

7.17所示就是在图7.15的基础上增加了一个自举升压二极管VD915和自举升压电容器C904，升压二极管VD915接在VCC和8脚之间，升压电容器C904接在8脚和6脚之间。

自举升压原理分析：

当负激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；正激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382的7脚HO输出负激励信号控制V907截止，FAN7382的5脚LO输出正激励信号控制V908导通，图7.17所示，放大器的输出端A点等效接地，为0电位，此时VCC电压12V经过VD915对C904充电；充电电压为VCC的电压12V上正 下负（二极管VD915的压降忽略），此时；电容两端就保存了一个12V的上正 下负的电压。

                                          图7.17                                                        图7.18

2、当正激励信号加到上灌流电路Q1、Q2；负激励信号加到下灌流电路Q3、Q4时；FAN7382的7脚HO输出正激励信号控制V907导通，FAN7382的5脚LO输出负激励信号控制V908截止，图7.18所示，放大器的输出端A点等效接+380V，电位为+380V。此时FAN7382的6脚电压已经由0V抬升至+380V。此时；电容器C904的负端连接在6脚，所以电容器C904的负端电位也被抬升至+380V，由于电容器C904在V907截止时间已经充电保存了一个上正下负的+12V电压，而此时C904的负端又被抬升至380V，所以电容器C904正端的电压就为 +392V（380V+12V=392V），电容器的上端（正端）又是连接在集成电路FAN7382的8脚，集成电路FAN7382内部的上灌流电路的VCC供电端就上升为+392V，这样就保证了功率放大电路的开关管不管是什么状态；上灌流电路的VCC都维持在+12V供电。

在集成电路FAN7382的8脚电压为+392V时；二极管VD915处于反偏状态不会影响8脚的电压值。

此电路的电路结构和工作原理类似于；CRT电视机的场扫描输出电路的自举升压电路。