二、PFC电路
　　
　　上图电路的主要缺点是功率因数偏低，仅0.5左右。为了提高功率因数，可在上图电路前加入PFC（PowerFactorController）电路，即功率因数改善电路。图3（见下期）是双管驱动电子镇流器。因为其增加了PFC电路。使电路成本增大2倍以上。故做成双管驱动，相当于两个上图的镇流器。而成本和功率因数都得到改善。下面叙述RCC（振荡一阻塞变换器）方式PFC的设计。
　　
　　1.变压器的设计：RCC方式的关键是设计变压器。要求一次和二次线圈之间紧密耦合，以减小回扫脉冲。因为在回扫脉冲期间，MOSFET要承受很高的电压，应尽量避免。为了确保直流交叉特性。铁芯应留有间隙。线圈匝数比为l：l，如果采用双线并绕当然好，但一次和二次线圈间有DC200V～300V的电位差。对绝缘要求较高。变压器绕组的排列见右图。铁芯采用EI30型，一次和二次线圈均用φ0.1mm×10股的多股绞合聚胺酯漆包线各绕50匝，电感量约930μH，监视线圈用φO.18mm单股聚胺酯漆包线绕3.5匝。这个变压器适用于10W～50W的高功率因数电源或RCC型电源。

　　2.输出电压设定：输出电压选为DC280V，可适合32型和40型日光灯管。在图3中。IC2为专用于改善功率因数的集成电路FA5501AN（8脚DIP封装，日本富士电机生产），它与Trl等组成PFC。IC2（1）脚为过电压保护端，其上的分压电阻，上端为两个560k串联，下端为10kΩ，对地47pF电容用于旁路噪声干扰。

　　3.（3）脚分压电阻的设定：富士电机产品手册中对。AC80V～265V／100W的应用参数为上端680kΩ×2，下端9.1kΩ，故实际选用1.2MΩ和10kΩ，对地旁路电容选0.001μF。

　　4.MOSFET源极电阻设定：源极电阻Rs根据负载大小选择，经验数据是50W为0.5Ω（0.47Ω），100W0.22Ω，200W0.1Ω。Rs的接地点与Cl的接地点若相隔太远，会引起间歇振荡。应把IC2周边元件的接地点都接到Cl的接地点。并把Rs和Cl接地点间的印刷线路电阻算作Rs的一部分。

　　5.（4）脚元件参数的设定：因MOSFET。的源极和（4）脚直接相连，若MOSFET短路，高电压就会损坏IC2，故在两者间串入330Ω缓冲电阻，并在（4）脚接0.001μF噪声旁路电容。

　　6.（7）脚元件参数的设定：为防止寄生振荡，在（7）脚和MOS-FET。栅极间串入10Ω～47Ω防振电阻。此电阻值若偏大，则影响开关速度，故选为22Ω。

　　7.MOSFET的选择：主要是考虑加在漏源极间的电压，当C1的瞬时电压为140V时，迭加上变压器二次侧的280V，Trl两端电压可达到420V。因此Trl的耐压应选择500V以上。

　　8.（5）脚元件的选择：由22kΩ电阻和lOOPF电容构成延时电路。

　　9.（2）脚元件的选择：（2）脚和（1）脚间是一带宽仅20Hz的误差放大器，在（2）脚与地间接有0.1μF的电容；在（2）脚和（1）脚间接入由33kΩ电阻和0.47μF电容的局部反馈，作相位补偿。这个电阻的阻值不能太大，以免产生振荡。但太小又会使响应速度恶化，影响输出电压的稳定。

　　10.（8）脚元件参数的设定：（8）脚是IC2的电源脚，通过启动电阻从高压侧供电，内部含有30V稳压二极管。启动电阻一般小于lOOkΩ，过大会延长电容器的充电时间，使启动迟缓。这里选47KΩ／2W。一旦MOSFET开始开关工作。启动电阻就不能提供足够能量，故从监视绕组取得低压电源，由Tr2等组成15V串联稳压器。供IC2工作。因为这两方面的供电联系在一起。故加入了隔离二极管D115及大容量的220μF。电解电容。

　　11.减小回扫脉冲的措施：前面提到。变压器产生的回扫脉冲有击穿MOSFET的危险。避免的办法是尽量提高变压器一次和二次线圈的耦合程度。将绕制工艺由重叠式改为双线并绕可提高耦合度，但要考虑一次和二次线圈的绝缘问题。另一个办法是在一次和二次线圈间并联电容器（C149），以降低耦合损耗，经实验。取0.0lμF最佳。为避免该电容和线圈电感产生并联谐振，又串人了阻尼电阻R160，经实验取值22Ω／O.SW。

　　12.噪声抑制：在输入端采用了共模噪声抑制扼流圈L4和常态噪声抑制扼流圈Ll。Cl可去除高频纹波。

　　三、双管驱动电路设计
　　
　　上图电路的电源电压经整流后只有140V，而双管电路提高到280V，故MOSFET管的耐压要提高到500V的级别。给ICl供电的限流电阻R164，由于改用了15V电源，选用100Ω。决定振荡频率的R4为11kΩ、C4为1500pF，振荡频率39.5kHz。

　　下图电路的输入电压范围为AClOOV～240V。

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