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图3中Vi是经过滤波以后的输入电压。V1和V2是从脉宽调制器出来的两路相位相差180°的驱动信号。P1及P3用来设计保护电路，P2用来设计反馈检测电路。P4及P5用来设计切换电路。图中功率管最大承受2倍的输入电压即最大270V，电流最大不超过4A，所以功率管可选用IRF460。变压器第三路输出N3是为控制电路提供电源电压特意设计的。上电初，N3输出为0，控制电路电源电压由输入电压分压、稳压（由R1，C1，D3组成）提供，当电路正常工作时，D4截止，控制电路和保护电路等的电源电压将由N3输出通过7815稳压器供电。
变压器是开关电源最主要的部分。常规设计采用一大堆繁杂的公式进行推导，由于运算量较大，难免造成结果错误。鉴于此，本文采用图表的方法对原、副边进行设计，并考虑管子导通压降等实际情况进行适当微调。由于变换器原边和副边电流都较大，所以采用多股导线。双端型正激电路的具体设计如下。
n1dp2=
；n2ds2=
；
式中：n1，n2为一、二次绕组的股数；
dp，ds为一、二次绕组的线径；
SoKo为磁芯窗口使用面积；
Np，Ns为一、二次绕组匝数。
其中：Np=
；Ns=
Ui为输入直流电压；
U1T为每匝电压值；
UV为整流管压降；
D为占空比，对于双端型电路D取0.6。
变压器工作频率选100kHz，所以线径可以选0.5mm。变压器磁芯选用EI型铁氧体EI-50，查EI-50
的属性对照图表可知窗口使用面积为48.97mm2，每匝电压值为8.044V/匝。由此可求得：原边匝、股
数分别为12匝，8股；副边匝、股数分别为11匝，5股/6匝，5股。在实际调试中，变换器工作时间
一长，磁芯温度便微有升高的趋势，并且输出电压比例也有些失调，经多次微调最终将原、副边匝数
定在12匝，10匝/5匝，在这种情况下，变压器温度不升高，输出电压也和预期值一致。
采用推挽电路特别要注意的是磁通饱和问题。这是由于两个功率管长期导通、关断时间的不平衡性，时间一长，将会造成偏磁。另外，在一个管子关断，另一管子导通瞬间将会有尖峰脉冲出现。解决的方法可以在主电路加吸收电路，如图3的R4及C2和R5及C3。如果输出是复合滤波（电容电感滤波），则可以考虑在输出端电容上串一阻值较小的电阻，便可很好地消去尖峰脉冲。
对于主电路中两个功率管，由于交替导通，当一个管子在栅极正向脉冲驱动下导通时，另一个管子已失去了栅极正向驱动信号，但是由于存贮时间的作用，第二个管子并不是立即截止，而仍处于继续导通状态，从而产生了两个功率管同时导通的“直通”现象，虽然时间很短，却对电路危害很大。这种现象可用缩短关断功率管的存贮时间来消除，避免功率管进入深度饱和，防止对管子进行过量的激励。设计时可以利用一个钳位二极管来使晶体管避免进入深度饱和。其电路如图3中的D1及D2所示。当功率管一旦进入饱和区后，钳位二极管就把栅极的激励电流向漏极分流而使栅极电流不再增加，这样就防止了功率管进入深饱和，从而减小了存贮时间。
在输出滤波设计中，为保证几路输出电压同比例变化，尽量使电感与电容比例大一些，当然也可以设计平衡电路解决这个问题。
4 直流变换器的保护电路的设计
机车直流变换器关系到机车用电安全问题，为提高用电的质量，有效地保护直流变换器，设计良好的保护电路尤为重要。由于本文设计的变换器输入电压有一个范围，所以必须考虑过压、欠压保护。对于电路出现故障导致电流上升，还必须考虑过流保护。
直流变换器的控制芯片选用了TL494，这是由美国 德州仪器 公司生产的一种电压驱动型脉宽调制控制集成电路，为设计良好的保护电路，要十分清楚它的资源情况。TL494的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。图4是它的管脚图，其中脚1和脚2是误差放大器I的同相和反相输入端；脚3是相位校正和增益控制；脚4为间歇期调理，其上加0～3.3V电压时可使截止时间从2％线性变化到100％；脚5和脚6分别用于外接振荡电阻和振荡电容；脚7为接地端；脚8脚9和脚10脚11分别为TL494内部两个末级输出三极管集电极和发射极；脚12为电源供电端；脚13为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接脚14时为推挽输出方式；脚14为5V基准电压输出端，最大输出电流10mA；脚15及脚16是误差放大器II的反相和同相输入端。由于误差放大器I已被设计用于反馈电路使输出恒定，所以，保护电路必须用TL494的误差放大器II进行设计，即用脚15和脚16进行欠压、过压以及过流保护。为保证在输入电压超出设计范围时保护电路能起到良好的保护作用，本直流变换器将保护电路选在了原边多点，事实证明这样效果非常理想，如图5所示。
图4 TL494管脚图
