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我们向任何同步 降压转换器 添加一个简单的电路，就能生成跟踪负输出，该跟踪负输出可实现较好的稳压作用，并降低成本，减少占用面积，同时提高效率。
高速服务器、工作站和时钟分配网络等应用都需要晶体管-晶体管逻辑 (TTL) 和发射极耦合逻辑 (ECL) 转换器。差动 ECL 器件通常需要正负输出电压。输入电源为正直流电压时，我们可用几种方法来实现电压逆变，从而获得所需的负输出电压。
我们可采用的拓扑包括充电泵、反相降压/升压转换器以及 Cuk 转换器等。每种方法都需要专门的控制电路进行调节。除了充电泵之外，每个功率级还需要电感器、FET 和二极管等多个组件。反相充电泵占用面积较小，但在负载升高时，不但效率不高，而且稳压效果也不是很理想。
反向和其他变压器设计方法也是我们的可选方案。只有在需要系统实现其他高功率输出电压的情况下，我们才选择这些方法。在这种情况下，负 5V 输出电压应通过变压器辅助绕组的线性稳压器进行二次稳压 (post-regulated)。但上述方法都不能同时实现低成本、高性能和减小占用面积的优势。下面我们介绍一款简单的解决方案，可以解决上述所有问题。
图 1 所示的双同步降压转换器为正 5V 输出电压和系统定义的另一款输出电压（本例中为 3.3 V）的典型设计解决方案。突出显示框中的电路显示了生成负 5V 输出电压所用的额外组件。正 5V 电路作为标准的同步降压转换器工作，其开关循环包括两个组成部分。
图1、为该双同步降压转换器在添加最少量的组件（见突出显示框）就可提供负输出电压。
在开关循环的第一阶段，顶部 FET Q2A 开始进行传导，并在电感器 L1 的引脚 3-1 上施加一个电压 (VIN – VOUT)。这时 FET Q2B 和 Q1 将关闭，而负 5V 输出电容 C2 则提供全部的负 5V 输出电流。C2 的大小必须适当，这样才能在本阶段提供负 5V 电流，并保证负 5V 输出纹波电压在限定范围以内。
Q1 关闭时，必须阻挡相当于负 5V 输出电压加上 L1 辅助绕组上耦合电压大小的电压。在 L1 匝比为 1：1 的情况下，Q1 的阻塞电压基本等于输入电压。
差动放射极耦合逻辑器件通常同时需要正负输出电压
在开关循环的第二阶段，控制器将顶部 FET Q2A 关闭，并将底部 FET Q2B 和 Q1 开启。电感器 L1 引脚 1-3 上的电压必须得到逆变，以保持电流流向相同（进入输出端），这就会在耦合电感器绕组“单点”上产生正电压。L1 引脚 1-3
请注意，在底部 FET Q2B 传导过程中，电流以顺时针方向流经电感器和负载，并流经底部 FET Q2B 和电感器返回。在此传导阶段，耦合电感器次级绕组引脚 2-4 的电压等于引脚 1-3 上的电压，因为两个绕组的匝数相同。由于 FET Q1 开启，因此电流从次级绕组流向负载，同时也会给 C2 充电。
负输出的电压等于电感器的次级电压减去 FET Q1 的传导压降以及电感器的电阻性压降。我们应选择低绕组电阻的电感器以及低导通电阻的 FET，这样就能将压降最小化，从而减少负 5V 输出随负载增加而出现的差异。最小化底部 FET Q2B 的导通电阻还有助于改进负 5V 输出的稳压作用，因为该压降与正 5V 输出电流成正比。
我们可以注意到这样一种有趣的情况，即 FET Q2B 的压降越大，负 5V 输出的负极性就越强。在一定的正 5V 和负 5V 输出负载条件下，FET Q2B 和 Q1 的压降可能会相互抵消，从而实现完美的输出电压匹配。
Q1 的栅极驱动电压来自底部 FET Q2B 的栅极驱动电压，因为两个 FET 都同相地 (in-phase) 协调工作。底部 FET 栅-源电压的峰至峰振幅根据控制器设置为 5V。电容 C1 交流耦合于该开关信号，但阻塞直流平均电平。二极管 D1 仅在负电压摆动时进行传导，将 Q1 的栅极电压固定于源引脚 0.7V 以下，并将其关闭。
在正电压摆动时，峰值电压会比关闭时大 5V，这就形成了约为 4.3V 的正栅-源电压，并开启 Q1。我们必须使用栅-源阈值电压为 2.5V 的 MOSFET，这样才能确保 Q1 全面增强。使用二极管 D1 后，可以确保几乎所有可用的驱动电压振幅（不到一个二极管压降）都能用作正向栅-源电压。
如果没有 D1，那么正向栅-源电压振幅就会随着占空比变化而变化。输入电压最高时，其振幅最低，这就会增加 Q1 不能正常开启的几率。主体二极管 Q1 在 FET 开关交换时间（在 Q1 完全开启前）内允许负 5V 电流通过其传导，但不能提供良好输出稳压所需的较低正向压降。我们针对 Q1 采用了 N 通道器件，从而实现了比 p 通道器件更低的 RDS(ON) 值，而且还将目前市场上可用的商用器件的选择范围拓宽了许多。
