为克服高频脉冲交流环节逆变器存在的电压过冲现象，本文提出和研究了单极性、双极性移相控制策略。两类控制策略可分别使得逆变器功率器件实现ZVS或ZVZCS软开关，仿真和实验结果表明了控制策略的可行性。

　　1 引言

　　高频脉冲交流环节逆变器[1～5]，如图1所示。该电路结构[5]由高频逆变器(推挽式、半桥式、全桥式)、高频变压器、周波变换器(全波式、桥式)构成，具有电路拓扑简洁、双向功率流、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)、变换效率高等优点。

　　图1 高频脉冲交流环节逆变器电路结构

　　但这类逆变器在采用传统的PWM技术时，周波变换器器件换流将打断高频变压器漏感中连续的电流而造成不可避免的电压过冲。由于这个原因，这类方案都需采用一些缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量。有源电压箝位电路是以增加功率器件数和控制电路的复杂性为代价的，故不十分理想。

　　因此，在不增加电路拓扑复杂性的前提下，如何解决高频脉冲交流环节逆变器固有的电压过冲问题和实现周波变换器的软换流技术，是高频环节逆变技术的一个研究重点。为此，本文提出和研究了单极性、双极性移相控制策略，可分别使得逆变器功率器件实现ZVS或ZVZCS软开关。

　　2 单极性移相控制原理

　　根据高频逆变器(推挽式、半桥式、全桥式)、周波变换器(全波式、桥式)的组合不同，高频脉冲交流环节逆变器具有6种电路拓扑[5]，其中全桥全波式、全桥桥式电路如图2所示。

　　图2 全桥全波式和全桥桥式逆变器电路

　　图3　单极性移相控制原理

　　以全桥全波式高频脉冲交流环节逆变器为例，其单极性移相控制原理，如图3所示。高频逆变器将输入电压Ui调制成双极性三态电压波uEF，周波变换器将此电压波解调为单极性SPWM波uDC，经输出滤波后得到正弦电压uo，周波变换器功率开关在uEF为零期间进行ZVS换流。逆变器右桥臂相对左桥臂存在移相角θ，而且输出滤波器前端电压uDC为单极性SPWM波，故为单极性移相控制。S1与S4、S2与S3之间在一个开关周期Ts内的共同导通时间为

　　Tcom=Ts(180o-θ)/ (2×180o )　　　　　　　　　　　　　(1)

　　当输入电压Ui降低或负载变大时，导致输出电压uo降低，闭环反馈控制使得移相角θ减小、共同导通时间Tcom增大，从而使得输出电压增大。因此，调节移相角θ可实现输出电压的稳定。

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