·上一文章：基于FPGA的QDPSK调制器的设计与实现
·下一文章：基于μC/OS-Ⅱ的1553B和ARINC429总线实时协议转换系统的设计
随着个人计算机行业向着工作电流为200A的1V核心电压推进，为了满足那些需求，并为该市场提供量身定制新型器件所需要的方法，半导体行业正遭受着巨大的压力。过去，MOSFET设计工程师只要逐渐完善其性能就能满足市场的需求并通常获得满意的结果。
现在，他们面临的要求根本背离被动响应或主动前摄的设计方法，这种方法本来应该让他们能够提供更大的电流、更高的效率和更小的占位面积以满足日益增长的需求，从而应对分配给DC-DC转换器越来越小的体积资源所带来的挑战。为此，本文在此提出一种具有外科手术式精度的设计方法，来针对该市场的需求设计MOSFET。这种根本的变革被证明是正当的，因为市场之大，足以证明所需要的花费是正当的，并且能够提供非常满足市场需求的解决方案。
图1：升压转换器。
MOSFET设计方法
同步升压转换器是个人电脑行业为DC-DC转换器所选择的拓扑结构，并且被广泛地用于电信其它市场。我们在本文中将仅仅考虑这种拓扑，但是同一方法也可能适用于其它的拓扑。我们将尝试根据两个因素推导计算最优化MOSFET裸片面积的方程。
1. 它在电路中的作用是功率开关MOSFET或同步整流器;
2. 与这种特殊的MOSFET相关的总的损耗。
选择总损耗作为确定因素的直接原因是业界需要更高的效率和更低的损耗。裸片面积经过最优化的MOSFET，当被用于其目标应用—即开关MOSFET或同步整流器—时，可以提供最少的损耗。显然，这样的方程取决于用于制造器件的特殊工艺及利用该工艺进行的特殊器件设计。
通过把器件面积与物理应用参数联系起来，我们可以考察这些参数对器件的不同影响，并且在最佳情况下，我们能够根据应用需求精密设计一种器件，或换言之，一种针对特殊应用的MOSFET。这种方法使功率半导体行业能够每一次都生产满足要求的功率器件，并消除设计过程中的推测工作，从而使开发周期更短且费用更低。
为了简化导出的方程，我们把损耗的计算限制为两种起支配作用的损耗源：
1. 传导损耗;
2. 动态或开关损耗。
一直以来，人们忽略了门极到源极之间以及漏极到源极之间电容的充放电。在给定的300KHz开关频率和12V输入电压的条件下，这两种损耗源在整个器件的损耗中占很小的百分比。另一方面，通过引入这两种损耗源，确实使利用Maple软件的数学推导过程更为复杂，它使所导出的方程过于复杂，难以利用它来研究应用参数对器件面积的影响。
顶部MOSFET损耗
让我们考虑开关MOSFET中的这两种来源的损耗：第一种是传导损耗或欧姆损耗，第二种是动态损耗。传导损耗是简单的I2R x 占空周期损耗，而动态损耗或开关损耗是由MOSFET打开或关闭过程中因漏极到源极之间的电压及流过它的电流有限所致。损耗可能由下式计算：
(1)
其中:
tr和tf =上升和下降时间;
Vin =输入电压;
ILoad =负载电流;
Fs =开关频率;
RDSON = MOSFET导通电阻;
ΔPWM = 占空周期;
RPACkage =封装阻抗;
为了计算tr和tf，我们需要作出下列假设：
tr ≈ tf
对于开关，仅仅考虑门极到漏极的电荷成分Qgd，因为门极电荷Qg在开关中不发挥任何作用。
其中:
Qgd = 门或漏极电荷;
Kd = 常数;
Id = 在门阀值上的门驱动电流;
A = 裸片面积;
替换(1)，我们得到：
(2)
取(2)—裸片面积A—的一阶导数，我们得到：
(3)
取二阶导数，我们得到：
(4)
方程(4)为正，表示为A求解(3)将产生一个函数的最小值。求解A，我们得到函数PdisSIPation的最小值：
(5)
而最优化裸片面积可能由下式计算：
(6)
用Vout/Vin替换ΔPWM，而VDrive/Rg替换ID，我们得到：
(7)
因为VoutILoad = 输出功率 = Pout
(8)
注意：Aoptimum直接正比于&raDIC;Pout而反比于Vin
