1.电路组成
　　
　　放大器的电路如附图所示。由1只双三极功率管6AS7组成ABl类SEPP输出级，可输出12W的有效功率。前级倒相兼驱动采用高跨导中μ双三极管6FQ7（和国产6N12P类似）作长尾式倒相。

　　前级电压放大采用高μ双三极管12AT7的1只三极管（另1只用于另一声道）作小信号RC耦合放大器，与倒相器间采用直接耦合。

　　电源部分除灯丝供电6.3V绕组外，设有3组高压整流滤波电源，其中1组ACll0V绕组经二极管全波倍压整流，大电容滤波输出±137V电压向输出级供电，实际是两组输出极性相反的半波整流器，正半周时向V4上管提供正电压，负半波时向下管阴极提供负电压，总输出电压为交流电压最大值的两倍，即2x1.414x100V=282V。

　　前级电路供电由AC220V全波倍压整流，输出+480VB2电压。前级放大器、倒相器采用高压供电，可提高电子管动态范围。

　　6AS7组成ABl放大，要求-63V的栅负压，由次级绕组AC48V经桥式整流，RC滤波器提供，为了使电容滤波输出电压有更好的调整率，避免整流输出电压随负载产生过大的变动，3组供电都采用了容量较大的滤波电容器。

　　输出级的工作状态选定为±137V板极供电，栅负压为-63V，静态板极电流60mA，在6AS7的特性曲线族中作出负载线可以求得其最佳负载阻抗为ZLP-P=280Ω时，输出12W的有效功率，非线性失真小于4%。在此状态下，6AS7每三极部分静态板极耗散功率为137V×60mA=8.22W，距6AS7每三极管最大板极耗散功率Pamax=13W，尚有足够的余地。

　　2.有输出变压器的SEPP
　　
　　用于SEPP后，6AS7负载阻抗应为最佳负载2800的1/4，即负载阻抗为70Ω，显然不能直接驱动扬声器。

　　即使如此，对胆机而言已获益匪浅了。其一，输出管最佳负载阻抗的降低使低端频响的扩展无需大的初级电感。本例最佳负载阻抗为800℃很明显，当输出变压器初级感抗XL=2πfL>800两倍时，对负载阻抗的分流作用即可忽视。初级电感量的要求降低，使其匝数成平方比减小，相应的分布电容也减小，输出变压器的高端频响得到改善。所以，SEPP虽然未实现OTL，却将输出变压器扩宽频响宽度的难题解决了80%。OTL表示的是无输出变压器，而采用低负载阻抗输出变压器的SEPP的消除了输出变压器对频响的制约，称其为准OTL也许更符合实际。所以，对6AS7组成SEPP电路设计中采用工艺简单的输出变压器是提高效率的最佳选择。

　　3.驱动级的选择
　　
　　低内阻三极管组成SEPP的另一难点是驱动灵敏度。6AS7组成的SEPP电路，其栅极驱动信号均在2x60Vp-p左右，设计输出信号幅度2x60Vp-p以上的驱动级，无论电子管的选择、电路设计都比较困难。其中只有采用高跨导、低μ三极管才有输出更大幅度信号的可能。电子管的三项基本参数，内阻Ri、跨导S和放大系数μ的关系恒为μ=S·Ri。若欲输出幅度大的信号，首要条件是内阻不能太高，否则阳极电流动态范围小，必然形成大信号失真，而作为电压放大器，必须有一定的增益。单级电压增益与本级电子管μ成正比，内阻低的三极管欲有一定的μ值，则只有尽量提高跨导。因此，高跨导、低内阻三极管是首选。为此，6AS7的前级驱动选用高跨导双三极管6FQ7，作为有倒相功能的驱动级。与6FQ7类似的有5687、6463以及国产的6N12P。

　　6N12P内阻极低，仅为。24kQ，当用于RC耦合放大器时，板极负载电阻Ra取值超过内阻的5倍以后，可获得接近最大增益。本机中采用36kQ的负载电阻，使V2的无负反馈增益已接近其μ值，当两三极部分用于长尾式倒相时，阴极接入30kQ共用电阻，整机增益低于此值。高跨导管用于RC耦合放大、倒相电路的优势是在不太高的增益下，可取得较高的输出信号电压。Ra大增益提高，但不会达到电子管的μ值，但Ra增大使电子管阳极电流值减小，不但输出信号幅度减小，还会因板极电流的限制使大信号输入时产生非线性失真。本机中V2的静态电流为每三极部分2mA左右，因而共用阴极电阻上压降达到128V，板极负载电阻Ra降压值为83V。为了不因电子管等效板-阴极电压过低而使失真增大，该放大器中V2板极采用480V供电，倒相器电子管实际工作有效板-阴极电压静态为210V，在输出端输出70Vp-p信号电压，可有效减小大信号失真。

　　4.自举电路的应用
　　
　　为了消除SEPP输出上管V4的电流负反馈，在上管驱动电路中加入56kΩ电阻和10μF电容器组成的自举电路。此种自举电路中隔离电阻的值应远大于负载阻抗，因为电路接法实际使隔离电阻经10μF电容器与负载阻抗并联到信号公共端，输出信号被分流。本例中负载阻抗仅80Ω，选用5.6kΩ电阻足以使此种分流减小到可以忽略的程度。

　　V2的负载电路中加入自举RC电路以后，从电路形式上看类似低频提升电路，当信号频率较低时，10μF电容的容抗增大，隔离电阻构成低频负载的一部分，使总负载电阻变成Ra之和。所以，此种自举方式使放大器频响的不均匀性增大，也使低音域倒相器的两路输出难以平衡。于是将倒相器下管的Ra总值采用38kΩ+10kΩ的方式进行弥补，但其频响的不平衡无法弥补。真正有效的改进方式是，将自举电路RC值增大，使RC形成的低频提升电路转折频率更低，以致移到放大器低端截止频率以下。

　　为了满足放大器增益要求，前置放大器采用μ=60的12AT7，尽管采用高阻值的阳极负载电阻，此级的无反馈增益为40倍以下，加入大环路反馈以后整机增益偏低，使负反馈量难以提高，整机测试指标并不十分理想。以致加入大环路反馈后整机输入灵敏度在输出10W时已达2.6Vp-p，输出12W时为3Vp-p。

　　5.6AS7组成SEPP放大器的调整
　　
　　由于6AS7采用双电源±137V供电，其平衡调整至关重要，调整的目的是，使V4两三极部分静态阳极电流相等，均为60mA，且输出端电位为0V，电流调整是通过每个三极管的栅负压分别进行的。SEPP放大，两输出管阴极处不同-的电位，为了得到63V的栅负压，两管必须分别供电。48V的交流电整流滤波后得到约62V的-供电，其正端直接与下管阴极相连，负极62V经R1、R2分压向下管栅极供电，调整R1可使R3压降为06V。V4上管阴极电位为OV，A点负电压由R4、R5分流，向上管栅极供电，调整R4可使-上管栅-阴极间电压为63V，电流为60mA。很明显，如果两管特性完全对称，R4调整后R4+R5=R2，因两路分流电阻都与R1串联，调整R4的过程中会影响A端电压，从而使下管栅负压有改变，调整中R1、R2需反复进行，最终使输出中点电压为OV。

　　当倒相器输出不平衡时，会使两管输出不平衡，从而使非线性失真增大。因此，可借助信号发生器和毫伏表进行调整。输出1kHz、1Vp-p信号至放大器输入端，调整音量电位器，用毫伏表检测V2两板极输出端（第1脚和6脚）信号电压应相等，若下管输出电压高于上管可改变R6进行调整。

　　最后是调整R7的值，使V2有正常的偏置。用数字电压表正极接V2阴极，测得阴极电压准确值后，再检测V1的板极电压，两者之差即为V2栅负压。此种方法检测较直接测量V2栅-阴极压差更准确。当V2采用6FQ7时，栅负压选图示值11V，如选用6N12P应调于-8.5V。

　　由上述原理可知，串联供电SEPP输出级，无论是否加入低变比输出变压器，输出级静态调整都比较严格，当串联两管板流不相等时，输出级两管中点存在较大环流通过负载，使输出变压器产生直流磁饱和，更为不利的是，推挽两管将严重不平衡，使输出功率降低，非线性失真增大。

　　而输出级交流信号的动态平衡更为重要，虽设有R6进行驱动平衡调整，最多也只能使1kHz左右的中音段驱动平衡有所改善。