C0是外加电压为零时二极管的电容值，φ是结两边半导体的接触电势差，VR为控制电压。m是二极管电容的非线性系数，它和结两边的掺杂浓度的分布有关系，一般m的值在O．03～O．04之间。
1．3．2 MOS变容管
    MOS变容管是把普通的MOS晶体管的源极(S)，漏极(D)以及衬底(B)连接起来，即B=D=S，使它变成一个两端器件，就可以把它看成电容。电容的大小受栅极电压(G)和衬底电压控制。
    由式(2)就可以推导出MOS电容为：

由式(3)可以看出MOS电容和氧化层与硅之间的电容Cax，硅感应电荷产生的电容CS有关。
1．3．3 可变电容的性能参数
    可变电容的参数对LC压控振荡器性能影响显著，譬如可变电容比、品质因数Q和截止频率fT都是很关键的参数。可变电容在外加电压的调节下电容发生变化，设Cmax，Cmin为它变化的最大最小电容。可变电容μ=Cmax/Cmin，由此可以看出可变电容比越大，振荡器可以调节的频率范围也就越大。有时候可用电容调制系数γ来表示变容管的相对变化量；

γ越大，可实现的频率调节范围就越宽。电容的品质因数表示了电容在一个振荡周期存储的能量和消耗的能量的比值，可以用式Q=l／2πfCR3表示。f是它的工作频率，R3是它的串联电阻。一般情况下Q和工作的频率有关，所以在说变容管的Q值时，必须指明它工作的频率。
    通常定义使Q等于1的频率为变容管的截止频率，此时f=1／2πCR3截止频率决定了变容管的工作上限，一般它的工作频率要远小于截止频率fT。
    在本论文所选用的O．18μm CMOS工艺中，可变电容有两种，因为变容二极管存在着导通电压的问题，所以我选用了变容MOS管。MOS变容管分为PMOS和NMOS，因为和NMOS管相比PMOS变容管具有衬底噪声小，品质因数大，闪烁噪声小的优势，所以，本振荡器选择的是PMOS可变电容。在这里本文根据各方面综合因素考虑最终选取电容为指数为12，长为10μm，宽为0．5μm的电容，最小电容值O．25 pF，最大电容值O．6 pF，可调范围为O．35 pF。

2 相位噪声
    相位噪声振荡器的输出信号，理想情况下应当是一个频谱纯净的正弦波，但是由于电子电路中的各种噪声以及温度、电源电压等变化都会对振荡器的输出信号产生影响，使输出信号的振幅、相位和频率发生改变，振荡器的输出信号就会发生畸变，会在中心频率附近的两个带状频率分布，这些不希望出现的能量分布，就是相位噪声。
    相位噪声主要受三方面的影响：(1)LC谐振腔内的串联寄生电阻；(2)振荡器的差分对；(3)尾电流源。当使用线性时变模型来估算VCO的相位噪声的时候，就需要知道这三个噪声贡献的功率谱密度，通过经典的Leeson的相位噪声模型我们可以方便的计算出相位噪声。因此，这样分析就给出了明确优化电路的方向，所以需要做的是根据相位噪声的模型，来调整具体电路的参数，以达到一个相位噪声和功耗之间的最优值。
    Leeson的经验相位噪声公式经过改进，可以写成(5)式。该式清楚说明了产生相位噪声的主要原因，对于改善VCO的性能具有重要指导意义。

式中，l(△w)为相位噪声(dBc／Hz)，F为有源器件的噪声系数，K为玻尔兹曼常数，T为热力学绝对温度(K)，Pavs为振荡器平均输出功率(W)，w0为载波中心频率(rad)，△w为载波附近的频率位移小量(rad)，Q为振荡电路的等效品质因数，△wl／f3为有源器件的闪烁噪声拐角频率(rad)。
    由上面修改后的Leeson公式并结合CMOS工艺的特点，要使VCO性能优良就必须减少VCO的相位噪声，本文采用以下几种方法进行：
    (1)选用Q值高的电感。由于受片上电感寄生参数的影响，电感值不能过大，否则电感与寄生的电容发生谐振，若频率低于VCO的振荡频率，则VCO不能工作。
    (2)增大VCO的输出功率。但是，要在直流功耗与输出功率之间折中考虑，同时，注意有源器件击穿电压的限制。晶体管尺寸的选择直接影响VCO的直流功耗与输出功率。本设计以Cadence Spectre环境下的仿真为依据，对晶体管尺寸与叉指数进行优化，得到满足性能要求的晶体管。
    (3)选用噪声小的有源器件。随着集成电路制造工艺的不断进步，元件与衬底间的寄生电容电阻越来越小，选用新工艺也是提高电路性能的有效手段。