大多数模拟接口可以利用驱动放大器之后的LC抗混叠滤波器来设计。输入频率使得系统可以作为集总元件电路进行分析，而不涉及到阻抗匹配问题。只要信号路径距离小于模拟输入波长的1/10，集总元件模型就是充分有效的。即使信号路径距离较长，通常也不要求阻抗匹配。然而，较长的信号路径距离会带来其他问题。

　　板走线路径会将寄生电感和电容引入LC滤波器。这可以通过滤波器设计来处理，即改变滤波器元件值，以补偿印刷电路板(PCB)的寄生效应。关键问题是要让抗混叠滤波器的最终并联电容尽可能靠近ADC输入端，从而使采样网络中的电感最小，以免因为模拟接口的时钟性质而引起响铃振荡。

　　为了说明这一点，考虑一个简单的二阶LC AAF设计，它包括一个串联电感、并联电容和端接电阻，因而该滤波器部分的传递函数如下：

　　其通用二阶形式为：

　　如果让这两个传递函数的系数相等，可以得到：

　　并且：

　　对于大多数应用，带宽和滤波器类型是固定的设计参数(本例为巴特沃兹型)。单凭这两个参数并不能确定滤波器设计，最终的决定参数是阻抗水平，即滤波器的阻抗可以调整，以便有利于ADC驱动或放大器负载。

　　假设带宽为200 MHz，滤波器类型为二阶巴特沃兹响应。放大器设计驱动150 Ω负载，因此R = 150 Ω、L = 155 nH、C = 4 pF。然而，如果4 pF并联电容不足以缓冲电荷反冲，则可以加大放大器的负载为代价，降低AAF阻抗，反之亦然。

　　从实际考虑，AAF设计还存在其他限制，如电路板物理布局布线等。例如，有时可能无法让放大器与ADC靠得非常近，这样一来，电路板布线就成为AAF设计的一部分。走线路径会增加额外的串联电感和电容，从而影响滤波器的响应。

　　这可以通过选择适当的元件来处理，即降低电感值，让电路板走线来补偿实际的AAF电感值。这样，设计的最重要部分就是在不违背制造规则的前提下，让并联电容尽可能靠近ADC输入端，因为该电容要“缓冲”电荷反冲(参见下图)。

　　长走线的等效电路实际上会反映一些寄生电感。考虑上面的等效电路，它看起来像是一个不同的RLC模型。因此，这里的目标是尽量降低电路中的额外走线电感“L”，从而使可能发生的反冲响铃振荡最小，以免产生失真和/或不同的滤波器曲线。这只是一个例子，说明放大器、AAF和ADC需要紧密配合才能使信号链有效工作。

　　结束语

　　高速ADC无论采用缓冲式架构，还是采用无缓冲式架构，都有各自的理由。无缓冲型高速ADC可能需要更复杂的模拟接口设计，但就功耗而言，它可以给整体系统效率带来很大的好处。无缓冲型ADC设计要求将模拟接口设计与采样网络作为一个整体考虑，包括放大器、AAF和ADC的内部采样网络。对于大多数应用，只要认真考虑上述变量，就可以圆满完成任务。

上一页  [1] [2]