如图2所示，自振荡拓朴融合了前端集成器、PWM比较器、电平切换器、栅极驱动器和输出低通滤波器(LPF)。尽管这种设计能够以更高的频率开关，但由于某些原因，它仍然以400kHz作为最佳开关频率。首先，在较低频率下，MOSFET的效率有所改善，但电感纹波电流上升，同时输出PWM开关载波的漏电也会增加。其次，在较高频率下，开关损耗会降低效率，但有机会实现更宽的频宽。当电感纹波电流减少，铁损耗就会攀升。

由于在D类音效放大器中，负载电流的方向随音频输入信号改变，而过流状况有可能在正电流周期或负电流周期中发生。因此，为同时保护高侧和低侧MOSFET免受两个方向的过电流影响，用可编程过流保护(OCP)提供双向保护，并以输出MOSFET的RDS(on)作为电流感应电阻。在这个设计中，当测量的电流超过预设的临界值，OCP逻辑便会输出信号到保护电路，迫使HO和LO管脚置于低电平，从而保护MOSFET不受损害。

由于高压IC的结构限制，高侧和低侧MOSFET的电流感应部署并不相同。例如，低侧电流感应是基于器件在通态状态下，低侧MOSFET两端的VDS。为防止瞬时过冲触发OCP，在LO开通后加入一个消隐间隔，停止450ns过电流检测。

低侧过流感应的临界电压由OCSET管脚设定，范围由0.5V到5.0V。如果为低侧MOSFET测量的VDS超过了OCSET管脚对应COM的电压，驱动器电路就会执行OCP保护程序。要设定过电流的关断电平，可以利用以下的算式计算OCSET管脚的电压：

为尽可能降低OCSET管脚上输入偏置电流的影响，我们选择了电阻值R4和R5，以便流过分压器的电流达到0.5mA或更多。同时，通过一个电阻分压器将VREF输入到OCSET，改善了对电源电压VCC波动的抗扰性。

同样地，对于正负载电流，高侧过流感应也会监测负载条件，此时根据经CSH和Vs管脚高侧开启期间在MOSFET两端测量的VDS进行监测。当负载电流超过预设的关断电平，OCP保护便会停止开关运作。为防止瞬态过冲触发OCP，可在HO开通后加入一个消隐间隔，停止450ns过流检测。

与低侧电流传感不同，CSH管脚的临界值内部固定在1.2V。但可利用外部电阻分压器R2和R3来设定一个较高的临界值。不论采用哪种方式，都要用外部阻流二极管D1去阻断高电压在高侧断路的情况下流向CSH管脚。基于跨越D1的0.6V正向电压降，高侧过流保护的最低临界值是0.6V。

简而言之，CSH管脚的临界值VCSH可以用以下算式计算：

式中的ID是漏电流，而VF(D1)则是D1的正向压降。此外，逆向阻流二极管D1经由一个10kΩ电阻R1进行正向偏置。

为防止直通或过冲电流通过两个MOSFET，我们将一个名为死区时间的阻流时段插在高侧关断和低侧开通，或低侧关断和高侧开通之间。集成式驱动器让设计师可以根据所选MOSFET的尺寸从一系列预设值中选择适合的死区间来优化性能。事实上，只需两个外部电阻来通过IRS2093的DT管脚设定死区时间。这样便不需要采用外部的栅极定时调节，同时也能防止调节开关定时引入的外来噪声，这对确保音效性能非常重要。

用户在决定最佳死区时间时，必须考虑MOSFET的下降时间。这是因为对实际应用来说，由于开关的下降时间tf的关系，真正有效的死区时间与数据资料所提供的会有所不同。这意味着，要确定有效的死区时间，就要以数据资料中的死区时间值减去MOSFET栅极电压的下降时间。

同样地，在UVLO保护方面，驱动器会在正常运作开始之前监测电压VAA和VCC的状态，以确保两个电压都高于它们各自的临界值。如果VAA或者VCC低于UVLO临界值，IRS2093的保护逻辑便会关闭LO和HO。结果，功率MOSFET将停止运作直至VAA和VCC超过它们的UVLO临界值。

此外，为了达到最理想的音效，4通道音频电路板设计把模拟和开关部分之间的线路阻抗和相互耦合降到最低，并确保模拟信号与开关级和电源接地分开。

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