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基于LM3445的LED调光电路设计过程
来源:本站整理  作者:佚名  2011-11-22 07:55:06



电流指令的电路与动作

  降压转换器的动作概要如上记,降压转换器的电流指令利用双向交流触发三极体产生,图7(a)是电流指令值产生电路;图7(b)是动作概要;图7(c)是电流指令值的范围。利用双向交流触发三极体体进行位相控制的电压,亦即双向交流触发三极体导通时输入的电压,被施加至Tr1的网关与汲极,一旦施加位相控制的电压,虽然取决于Tr1的特性,不过此时大约10V的电压被输入至BLDR端子,输入峰值7.2V的转换器输出迁移变成H,4μs后230Ω的负载加入转换器输入,可以补强双向交流触发三极体的拴锁器电流,使双向交流触发三极体正确动作。

  

  BLDR转换器的输出变成峰值4V的脉冲列输出至ASNS,该以R1、C3与IC出口的损失平顺化,制作脉冲列的平均电压,变成FLTR1的电压。FLTR1的电压则被输入至RAMP转换器,再与内部的锯状波形比较,此锯状波形值为3V,谷底值为1V,FLTR1的电压值低于1V,RAMP转换器的输出变成H,流入RAMP转换器的电流指令值变成0V,反过来说FLTR1的电压值超过3V时,RAMP转换器的输出变成L,连接的FET变成OFF状态,汲极电压VQ大约750mA,因此流入RAMP转换器的电流指令值,就是内部电压最大750mA。

  由此可知FLTR1的电压值与双向交流触发三极体的导通角度呈比例,可以检测的控制角θ在一定范围内。双向交流触发三极体的导通角度为1800-θ,导通角度与半波周期比1800-θ/1800的值,在1/4~1/3范围内,因此在450≦θ≦1350范围内,产生与角度(1800-θ)呈比例的电流指令,θ=1350时,电流指令=0V,θ=450时,电流指令=750mV最大值。

  周边电路的设计

  以上根据LM3445评鉴基板电路与电路定数,探讨电路动作特性,接着介绍LM3445周边电路的设计技巧。LM3445的主要功能分别如下:

  (1)以位相控制的双向交流触发三极体为前提,将双向交流触发三极体的通电角度转换成流入LED的指令值,支持位相角度450~1350范围,电流指令值最大750mV~0V

  (2)以降压转换器OFF时间一定方式为前提,优先稳定动作,利用LED的电压几乎是一定的特征。

  (3)降压转换器ON时脉冲宽度必需是最小值的限制,要求200ns以上,因此转换器的输入电压有上限的限制。

  (4)降压转换器的最低输入电压,要求双向交流触发三极体位相角度1350时,交流输入电压值必需大于LED的电压。利用降压转换器使LED的电流维持一定,LED的电压VLED与转换器的输入电压Vbuck比D在转换器没有损失时,它与切换组件Tr2的ON时间,以及控制周期T的比完全相同,有损失时D与效率η呈反比率变大,此时使用下式表示:

  

  评鉴基板的设计条件如下:

  ˙电压:AC90V~135V

  ˙电流:350mA

  ˙LED数量:串联7~8个

  评鉴电路选择LED电流350mA种类,评鉴基板根据定数以250kHz附近动作,使用评鉴电路的条件进行。LED的条件如下:

  ˙VF = 2.79~3.42~3.99V

  ˙ILED = IF = 350mA(最大),500mA(脉冲)

  ˙输入电压:AC80~120V(AC100V±20%)

  ˙动作频率:额定输入电压时250kHz

  假设降压转换器输入电压为额定电压峰值,降压转换器的效率η,根据技术资料为85%,依此试算LED串联8、7、6、5、4,此时VLED分别是27.36、23.94、20.52、17.1、13.68,根据上式(1):

  

  计算结果如下:

  ˙toff = 3.09μs@8个LED串联

  ˙toff = 3.20μs@7个LED串联

  ˙toff = 3.32μs@6个LED串联

  ˙toff = 3.43μs@5个LED串联

  ˙toff = 3.54μs@4个LED串联

  最后决定采用toff =3.09μs。C11到达LM3445 COFF 峰值1.276V的时间,取决于C11的容量与一定充电的电流ICOLL,ICOLL(一般数十μA)的选择由C11决定,C11以下式表示:

  

  假设C11=120pF,如此一来:

  

  评鉴基板的R4=576kΩ,相当于toff=3.2μs,它是流入LED的额定电流时off的时间,电流指令很小时LED的电压降低,off的时间变长。波动电流Δi是决定电感L2电感值的要因,增加电感值波动电流降低,LED的电流连续范围变大,L2的容量变大、单价上升。由于动作频率很高,不易察觉该频率的闪烁,因此选择低电感值,Δi=50%。

  Δi=350×0.5=175mA

  接着计算L2的电感值:

  

  评鉴基板的L2为470μH,因此L2的波动电流 Δi变大,此处观察评鉴基板L2=470μH时,LED的串联数量与波动电流的变化。波动电流Δi以下式表示:

  

  根据上述可以获得表1的LED串联数量与波动电流Δi关系,由表1可知LED串联数量减少,L2的电流波动随着降低,上记评鉴基板toff=3.20μs,计算上Δi=186mA,波动电流为53%。

  

  图中的C12可以抑制流入LED的波动电流,上记评鉴基板使用1μF,吸收250kHz时的锯齿状波动电流,以评鉴基板为范例,250kHz时Δi=186mA的波动电流,该交流成份换算成实效值变成:

  

  假设电流全部流入电容器C11,此时C11的电压变成:

  

  由此可知流入LED的波动电流受到抑制。降压转换器的输入最低电压Vbuck(min)以下式计算:

  

  考虑整流架桥与埋谷电路的二极管电压降低(大约3V),变成:

  40V-3V=37V

  超过VLED=27.36V,因此转换器能够动作。此外在此范围的电流指令值几乎是0,由于Tr2电流不检测时间的最小脉冲宽度为125ns,因此Tr2可以动作。

  转换器的最大电压Vbuck(max):

  

  要求合适的二极管、FET等半导体的电压规格。降压转换器动作上Tr2的ON时间超过200ns,确定可以稳定动作。以下是8个LED串联时的计算结果:

  

  C7与C9放电时放电量很大的场合,输入电压很小却提供最大电流,此时电容器只进行放电,一直到下次放电为止的期间,如果电压降至电流无法流入LED的值,就不能确保LED的光束量,为避免上记问题,设计上C7与C9的电压值选择超越LED的电压。电压Vbuck最小值如图8所示假设:

  ΔV=20V

  

  最小点变成:

  54-20=34>27.36V

  因此C7与C9在20V放电也可以。

  

  Iled:评鉴基板的最大值

  Δt=3.33ms(相当于50Hz电源60°)

  由于C7与C9都是33μF,因此C=66μF非常充分。此外评鉴基板还设置:

  ˙消除波动滤波器(L3、C1、L4、C15)

  ˙一般模式滤波器(L1)

  ˙累增二极管(Avalanche Diode)(D12)

  ˙热敏电阻(Thermistor)(RT1)

  ˙保险丝(F1)

  有关消除波动滤波器,由于Tr2的OFF时间与ON时间大幅改变,设计消除波动滤波器时,必需考虑以动作频率最低值抑制波动电流。有关一般模式滤波器,要求可以检查开启电源时,流入电解电容器的突波电流、二极管、电容器的电流、电压耐量的协调动作。突波电流必需配合消除波动滤波器的关系进行检讨,虽然一般模式滤波器增加对地阻抗,可以抑制漏泄电流,不过对Tr2、D10的特性、基板布线结构却有相关性。

  组件表内记载D12的破坏电压VBR=144V,不过实际封装组件与厂商的标示不一致,假设组件表内的记载数据是正确的话,笔者建议重新检讨AC135V输入时的动作。

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