图3为 PWM整流器 A相的等效电路，图中us，IP分别为电网电压矢量和电流型逆变器输出的A相电流基波的矢量，RS为线路电阻，Cs为储能滤波电容。

图3  PWM整流器A相的等效电路

　　逆变工况的基波矢量图如图4所示。

图4  逆变工况的基波矢量图

　　Cs为PWM整流器的交流侧储能滤波电容，它的取值大小至关重要。取值较大有利于电能转换及反馈电流的滤波，但成本增加且电容上的电流增加，电容上的电流增加则直接影响PWM整流器向电网逆变的功率，或同等功率下不得不增大PWM整流器主开关管的电流容量，从而使得整体成本增加；取值较小，电容上的电流减小价格降低，但反馈电流的谐波增加。因此对于Cs的取值应综合考虑电容上的电流、电流的谐波和制造成本。

　　为使得Cs在合理的情况下PWM整流器的逆变输出电流满足IEC1000-3-2所规定的最大谐波电流值，在PWM整流器的交流输出端合理地设置滤波电感，如图2所示的LA、LB、LC可获得较为理想的效果，该电感的并入能较好的抑制流向电网的高次谐波电流，且该电感的数值较小并不能改变电路系统的特性。

　　若设图2中的开关VTK导通时=1开关VTK关断时=0则根据电流型逆变器的工作特点必定有如下关系

　　考虑到电流型PWM整流器直流侧具有相对较大的电感，因此有理由假定在一个开关周期内直流电流是保持恒定的，则图2所示的相关电流有如下关系

　　上式中I为PWM整流器直流侧电流，考虑到输出波形的频率与逆变器开关频率相比要低得多，因而有理由用一个开关周期内的平均值dk替代开关函数，因此逆变器交流侧电流可表示为

　　图2所示电路的电流型PWM整流器总计能产生六个空间矢量和三个零矢量，其表达式如下

　　因此只要采取适当的控制策略就可以获得所要求的Ira、Irb、Irc。

　　系统参数选择及实验结果

　　每个负载模拟单元参数，直流电压：54～540V；直流电流：30～100A。

　　参数选择

　　系统主电路见图2，VT1～VT6：主开关管IGBT，电流额定为200A；LA、LB、LC：PWM整流器的滤波电感，4mH；L：直流侧滤波电感，5.3mH；C：交流侧储能滤波电容，5μF/1200V；LEM：直流侧电压检测，型号为：KV50A/P；逆变器调制频率：10kHz，直流侧电压：54～540V。

　　实验结果

　　图5的超前电压为电容上的电压，滞后者则为电网电压波形，从图2所示的原理图可以看出此时的工况为再生工况，且滤波电感LA、LB、LC起到滤波作用，进而可以看出尽管电容上的电压波形含有一定量的高频成分，但经滤波后的馈网电流的谐波已足够小了（见图6所示的电流波形）。

图5  电网电压波形和电容上的电压波形

图6  PWM整流器交流侧输出电流及电网电压波形

　　PWM整流器交流侧电压及输出电流波形如图6所示。

　　从图6所示的电网电压波形及PWM整流器输出电流波形可以看出二者是反相位的，即该控制方法使得交流侧的 功率因数 约为－1.0。

　　利用波形分析仪对反馈电流进行的谐波分析得知，由电流型PWM整流器实现的电子模拟 功率负载 在额定功率运行时的总谐波小于1.2％，在50％功率运行时的总谐波含量小于1.3％，在10％功率运行时的总谐波含量小于1.6％，满足我国的有关谐波标准及国际IEC1000-3-2标准。

　　实验证明该方法具有控制精确、电流动态效应快、DSP控制器计算量小、易于实现对逆变器的高频控制等优点。

　　结论

　　本文的原理分析及实验证明，采用电流型PWM整流器实现电子模拟功率负载，一方面为实现电子模拟功率负载提供

了又一可选方案，另一方面，为输出电压变化的电源所需电子负载提供了更为有效的解决方法。该方案通过对电能的再生利用解决了利用电阻型负载进行实验时的能源浪费问题，改善了工作环境，节约了工作空间，实验的自动化程度也有很大的提高。

　　本文的讨论是对输出电压变化的直流电源及蓄电池的出厂试验、特性实验，日常维护检测及可靠性试验而言的，对输出电压恒定的直流电源同样适用，只是它们的电流和电压的等级不同使得在设计上有所不同。

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