因此，MOSFET的总损耗为：

Plosses=Pcond+PSW,on+PSW,off=173+149+324=646 mW   (18)

　　5) 二极管

　　次极二极管D1和D2维持相同的峰值反相电压(PIV)，结合二极管降额因数(kD)为40%，可以计算出PIV，见等式(19)：

　　(19)

　　由于PIV<100 V，故能够选择30 A、60 V、TO-220封装的肖特基二极管MBRB30H60CT。

　　二极管导通时间期间的导电损耗为：

Pcond,forward=IoutVfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W   (20)

　　关闭时间期间的导电损耗为：

Pcond,freewheel=IoutVf(1-DCmin)=10x0.5x(1-0.39) =3.05 W  (21)

　　NCP1252应用设计：NCP1252元件计算

　　1) 用于选择开关频率的电阻Rt

　　采用一颗简单电阻，即可在50至500 kHz范围之间选择开关频率(FSW)。假定开关频率为125 kHz，那么我们就可以得到：

　　(22)

　　其中，VRt是Rt引脚上呈现的内部电压参考(2.2 V)。

　　2) 感测电阻

　　NCP1252的最大峰值电流感测电压达1 V。感测电阻(Rsense)以初级峰值电流的20%余量来计算，其中10%为励磁电流，10%为总公差：

　　(23)

　　(24)

　　3) 斜坡补偿

　　斜坡补偿旨在防止频率为开关频率一半时出现次斜坡振荡，这时转换器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓扑结构，重要的是考虑由励磁电厂所致的自然补偿。根据所要求的斜坡补偿(通常为50%至100%)，仅能够外部增加斜坡补偿与自然补偿之间的差值。

　　目标斜坡补偿等级为100%。相关计算等式如下：

　　内部斜坡：

　　(25)

　　初级自然斜坡：

　　(26)

　　次级向下斜坡：

　　(27)

　　自然斜坡补偿：

　　(28)

　　由于自然斜坡补偿低于100%的目标斜坡补偿，我们需要计算约33%的补偿：

　　(29)

　　(30)

　　由于RcompCCS网络滤波需要约220 ns的时间常数，故：

　　(31)

　　4) 输入欠压电阻

　　输入欠压(BO)引脚电压低于VBO参考时连接IBO电流源，从而产生BO磁滞。

　　(32)

　　(33)      

　　NCP1252演示板图片及性能概览

　　NCP1252演示板的详细电路图参见参考资料2,其顶视图和底视图则见图3。

图3：NCP1252演示板的顶视图及底视图。

　　在室温及额定输入电压(390 Vdc)条件下，NCP1252演示板不同负载等级时的能效如图4所示。从此图可以看出，负载高于40%最大负载时，工作能效高于90%。这演示板还能藉在转换器次级端同步整流，进一步提升能效达几个百分点。

图4：NCP1252演示板在室温及额定输入电压(390 Vdc)条件下的能效图。

　　如前所述，NCP1252提供软启动功能，其中一个目标应用就是替代UC38xx。NCP1252有一个专用引脚，支持调节软启动持续时间及控制启动期间的峰值。

　　另外，NCP1252的待机能耗性能也很突出。这器件能藉将输入欠压(BO)引脚接地来关闭，而关闭时VCC输入端汲入的电流小于100 µA。

　　总结：

　　本文介绍了正激转换器磁芯复位技术的原理，比较了三次绕组、RCD钳位及双开关正激等常见的磁芯复位技术，分析了双开关正激转换器的优势，并结合安森美半导体基于双开关正激磁芯复位技术的NCP1252固定频率控制器，分享了这双开关正激转换器的应用设计过程。这器件集成了输入欠压检测、软启动及过载检测等众多特性。测试结果显示，NCP1252提供极高的工作能效和极低的待机能耗，适合UC38xx替代、ATX电源、适配器及其它任何要求低待机能耗的应用。