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关键词：缓冲电路；无源；无损；谐振
1 概述
在各种形式的开关变流器中，为了减小功率管的电流、电压及热应力，降低损耗，提高变流器效率，减小电磁干扰，提高开关频率和增加变流器功率密度，广泛采用了软开关技术。作为软开关技术的一种，无源无损缓冲电路通过在主电路中附加电容、电感及二极管等无源元器件，使主开关具有零电压、零电流开关条件，并且由于能将缓冲电路上的储能全部传递给负载，从理论上讲缓冲电路是没有损耗的，这也有利于提高变换器的效率。
图1中所示的是一种新颖的无源无损缓冲电路拓扑，可分别应用于Buck电路和Boost电路，特别是在高开关频率和中大功率场合。该缓冲电路能使主开关S在零电流开通（ZCON）和零电压关断（ZVOFF）条件下工作，极大降低了开关管在这种同时处于高电压和大电流换流条件下的电路中所承受的应力，而且还能有效地抑制主二极管D的反向恢复电流。这种缓冲电路拓扑相对简单，使用的元器件数目较少，具有较强的工程实用价值。2无源无损缓冲电路工作过程分析以Buck电路为例，图2和图3分别描绘了该无源无损缓冲电路各阶段的工作过程与相应波形。
图2
阶段1〔t0，t1〕——零电流开通t0时刻S导通，由于缓冲电感Lr的存在，开关管中的电流缓慢上升，S获得了零电流开通（ZCON）条件。该阶段中，输入电压直接施加在Lr上，其电流线性下降，因此S中的电流线性上升。另一方面，阶段1也是D进行反向恢复的过程。由于Lr的存在，极大抑制了D的反向恢复电流，并使反向恢复过程中的电压尖峰大大削弱。在分析中不考虑反向恢复过程，t1时刻当Lr中的电流下降到零时D截止，阶段2开始。
阶段2〔t1，t2〕——Cr复位t1时刻Cr上电压为Vin，Cs上电压为0，通过Lr的电流为0。在由S，Lr，Cs，Ds2，Cr构成的谐振回路中，Cr中的电荷将通过Cs和Lr释放掉，Cs上电压开始上升，D开始承受反向压降，其变化规律满足式（1），即
vD=Vin－vCr＋vCs （1）
t2时刻Cr上的电压降为0，为S的零电压关断（ZVOFF）创造条件，这时通过S的电流达到最大值，即
同时Lr上的电流也达到反向最大值。
阶段3〔t2，t3〕——Lr复位t2时刻当Cr上的电压降为0后，Ds1导通，此时Lr上的电流最大。Lr和Cs通过Ds1及Ds2构成谐振回路，存贮在Lr中的能量通过谐振释放到Cs中，Cs上的电压继续上升。由于Lr仅同Cs进行谐振，因此阶段3的持续时间要长于阶段2。t3时刻当Lr中电流降为0，Ds1及Ds2截止，谐振过程结束。Cs上的电压达到最大值，即
在此阶段中，D所承受反向电压的变化规律为
vD=Vin＋vCs （4）
阶段4〔t3，t4〕缓冲电路停止工作，电路进入正常的PWM开通阶段。与普通硬开关PWMBuck电路导通阶段不同的是，由于在本阶段开始时D承受的反向电压达到峰值并大于输入电压Vin，这并不是一个稳定的状态，这部分多余的能量将通过D的结电容与Lr经Vin构成谐振回路而释放掉，vD振荡下降，到t4时刻稳定在输入电压Vin。
阶段5〔t4，t5〕——零电压关断t4时刻vgs=0，由于Cr的存在，S获得了零电压关断（ZVOFF）。S关断后，电流I全部转移到Cr中，其端电压迅速上升。t5时刻当其电压上升到（Vin－vCs?peak）时，本阶段结束，阶段6开始。
阶段6〔t5，t6〕t5时刻Ds3导通，Cs开始放电，通过Lr的电流逐渐增大。同时Cr继续充电。为了在下一个开关周期中使S获得零电流开通条件，Cr的端电压必须在本阶段中达到输入电压Vin，为此需要满足式（5），即
若式（5）中的I=Imin，则式（5）转换为
(Imax/Imin)<kc （6）
t6时刻当vCr等于Vin时，Ds2导通，本阶段结束，阶段7开始。
阶段7〔t6，t7〕本阶段中，Cs继续放电，使通过Lr中的电流继续增大。同样，为了在下一个开关周期中使S获得零电流开通条件，通过Lr的电流必须在本阶段中达到I，这需要满足式（7），即
t7时刻当缓冲电感电流iLr达到I时，Ds1及Ds2截止，本阶段结束。
阶段8〔t7，t8〕本阶段中，通过Lr的电流iLr恒为I，Cs继续放电，其端电压线性下降。t8时刻当vCs降为0时，Ds3截止，D导通，本阶段结束。
阶段9〔t8，t0〕缓冲电路停止工作，电路进入正常的PWM关断阶段，直到S下一次开通。
设ωr=，Zr=，则S导通过程中缓冲电路工作时间ton=t3－t0，即
3 无源无损缓冲电路参数设计
缓冲电路的参数设计思路及过程如下。
当S在硬开关条件下开通时，由于D的反向恢复过程造成较大的电流和电压过冲，使得S的损耗大大增加。加入缓冲电路后，因Lr的存在使得通过S的电流在开通时缓慢上升，另一方面，开通过程中其漏源电压也不再被嵌在Vin，从而能降低损耗。假设S漏源电压在时间ton内线性下降到0，则开通损耗可以用式（10）表示，即
S关断时，对于MOSFET而言，由于Cr的存在使相当一部分电流从缓冲电容Cr中流过，即
is=I－Cr(dvds/dt) （11）
有效降低了关断损耗。由米勒效应可知
dvds/dt=ig/Cdg （12）
式中：ig=(Vt+I/gfs)/Rg；
Cdg为米勒电容；
Vt为MOSFET开启阈值电压；
gfs为跨导；
Rg为栅极驱动电阻。
因此，MOSFET关断损耗可以用式（13）估算，即
Woff=(ICdg/ig-Cr)Vin/2－Wcd （13）
式中：Cr<ICdg/ig-2Wcd/Vin，否则Woff=0；
Wcd是漏源寄生电容中存储的能量。
忽略漏源寄生电容中存储的能量Wcd，加入该无源无损缓冲电路后主开关MOS管的损耗即可按式（14）估算，即
因此，从减小MOSFET开关损耗的角度考虑，缓冲电容Cr可以取得最优值，即
Cropt=(ICdg/ig)=(IRgCdg/Vdrive) （15）
式中：Vdrive为驱动电路输出的驱动信号高电平值。
据式（14），缓冲电感Lr增大，MOS管的开关损耗变小；另一方面，由式（8）和式（9）可知，在其它条件不变的情况下，Lr越大，缓冲电路在MOS管开通和关断过程中工作的时间ton与toff就越长，为保证电路正常工作，须满足
ton≤DminTs，toff≤(1－Dmax)Ts (16)
因此，缓冲电感Lr的取值应在保证适当的ton及toff的条件下尽可能的大，以降低S损耗。式（8）中当I=Imax时ton最大，式（9）中当I=Imin时toff最大，即为缓冲电路工作时间的最差情况，在该条件下将式（8）及式（9）代入式（16），可求得谐振角频率ωr的最大值，记为ωrm。于是，可知缓冲电感Lr的最优值Lropt为
Lropt=1/wrmCropt (17)
式中：ωrm为ωr的最大值；
Cropt为Cr的最优值。
综上所述，该无源无损缓冲电路的参数可以按照下面的步骤进行设计。
1）设Zr=，式（7）得以满足，这是为了在阶段7中使Lr中的电流能恢复到I，以保证S在下一次开通过程中获得零电流开通条件。
2）可取x=Cr/Cs=0.05，x的取值须满足式（6），x<kc=4.5，同样是为了保证S的ZCON条件。较小的x值使得该条件更容易满足。另一方面，由式（3）及式（4）可知，较小的x值还有利于降低D的电压应力。
3）按照前述的方法求出满足ton≤DminTs，toff≤(1－Dmax)Ts条件的最大的ωr值ωrm。
4）按照式（18）、式（19）和式（20）计算经过优化后的Cr，Cs和Lr参数，即
Cropt=IRgCdg/Vdrive （18）
Lropt=1/wrmCropt （19）
Csopt=Cropt/0.05 （20）
4 实验结果
一个400V输入，110V/10A输出的带有该无源无损缓冲电路的Buck变换器验证了其工作原理和优点。
该变换器的规格和按照前述方法设计的缓冲电路的主要参数如下：
输入电压Vin400V；
输出电压Vo110V；
输出电流Io0～10A；
开关频率fs100kHz；
满载效率94％；
主开关SIRFPS37N50A；
整流二极管DDSEI30－06A；
滤波电感L300μH；
辅助二极管Ds1～Ds3HFA25TB60；
谐振电容Cr3.3nF，Cs66nF；
缓冲电感Lr1μH。
图4给出了样机在1000W输出时缓冲电感Lr上的电流波形，可以看出，与图3中分析的理论波形一致，S实现了ZCON。所设计的缓冲电路的状态仅在S换流过程中发生改变，其持续时间并不影响主电路正常的PWM工作模式。图5所示为S栅极驱动电压和漏源电压对比波形，由图5中可以看出，在S关断过程中，首先栅极驱动电压下降到S的开通阈值，在此过程中漏源电压几乎保持不变，然后S关断，此时漏源电压迅速上升，从而实现了ZVOFF。图6中为D两端的电压波形，由于Lr的存在抑制了D的反向恢复电流，使D关断时的电压尖刺被大大削弱，在实验波形中几乎已看不到。D反偏时端电压的振荡和开通时存在的电压缓降过程与图3中的理论分析一致。
5 结语
实验结果表明，这种新颖的无源无损缓冲电路实现了主开关的零电流开通和零电压关断，能有效降低其电流、电压和热应力，并抑制主功率二极管的反向恢复电流，减小EMI，提高变流器效率。而且，这种缓冲电路结构简单，易于设计和实现，具有较强的工程实用价值。
