摘要：提出了一种新颖的有源箝位ZVS—Boost变换器。通过采用一只辅管和一只箝位电容，可以在不用多加任何磁性元件的情况下，使主管和辅管实现ZVS。为了消除整流二极管的电压振铃，增加了一只二极管。试制了一台50tlW／193 kHz的样机来验证理论分析。在输入90 V满载时效率高于94％．
关键词：有源箝位；ZVS；Boost
中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：0219 2713(2005)06-0012-05

0 引言
    在中大功率领域中，为了实现高功率因数、低输入电流THD，应用最广的电路拓扑是Boost拓扑。但这种技术的最大缺点是整流二极管的反向恢复问题。二极管的反向恢复阻止了开关频率、功率密度和效率的提高。为了提高效率和功率密度，近年来提出了一此技术[1][2][3][4][5][6]来改善这种情况。使用两个耦合输入电感[1]，整流二极管的反向恢复得到了改善，而且电路比较简单。但是开关损耗仍旧较高，并且二极管上的电压振铃较大。采用辅管换流电路[2]虽然主管可以实现ZVS，但辅管是硬开关。在文献[3]中，虽然主管和辅管都可以实现ZVS，但是由于整流二极管的寄生电容，使整流二搬管承受电压振铃。采用一个辅助箝位二极管[4]，电压振铃可以消除。采用有源箝位，所有开关都能实现ZVS[3][6]，但是主管和副管串接在一起，开关管上的导通损耗大[5]，而在文献[6]中，有源箝位电路过于复杂，采用的元器件数目相对多．这将会同时增加成本和导通损耗。为了同时减小辅助电路的元器件数量和导通损耗，本文提出了一种新颖的基于有源箝位ZVS-Boost变换器的单相功率因数校正器(PFC)来有效地改善上述问题。在不用多加任何磁性元件的情况下，使主管和辅管实现ZVS，消除了整流二极管的电压振铃，提高了效率和功率密度。

1 电路基本工作原理
    电路原理图如图l所示。两个输入耦合电感可以共用一个铁氧体磁芯，耦合电感的漏感用Lik表示，这个漏感用来减小Boost二极管Dt的反向恢复。耦合电感的匝比可以≥l。电容Cc是用来在一个开关周期内为漏感Lk充放电，所以Cc的值较大，并且Cc上的电压保持常数。电容Cs1，CDc,Csa,CD1是开关和二极管的寄生电容。辅管Sa和箝位二级管D1用来消除Boost整流二极管D1的振铃。为了简化分析，假设箝位电容Cc上的电压Vc在一个周期内保持不变，同时忽略Lin1和Lin2的纹波电流，并且取N1:N2=1来分析该电路的工作原理。
    电路在一个周期内可分为8个不同的工作模式，波形如图2所示。图3给出了相对于图2波形的等效电路。下面对每个工作模式作具体地说明。

    模式l[t0-t1]在t0时刻，主管S1导通，输入电压源Vin给电感Lin2充电。此时电流i2等于iin能量存储在电感Lin2，存储在电感Lin2上的能量在t0之前的时间段里由于耦合，完全传递到电感Lin1。此时，不考虑振铃影响，D1和辅管Sa上的电压为(Vo+Vc)。这个阶段在t1时刻S1关断时结束。

    模式2[t1~t2]在t1时刻，S1关断，所有的寄生电容在这段时间开始充放电。当S1的寄生电容Cs1充电压vCs1达到[Vo+Vc]时，这个阶段结束。Vc的电压可通过式(1)计算。

式中：fs为开关频率；
    D为占空比。
    模式3[t2~t3]在t2时刻vcs1的电压充到(Vo+Vc)时．D1和Sa的体二极管导通。实现Sa的ZVS。在t2时刻，部分电流流过箝位二极管Dc，此时iDc=iin×CD1/(CD1+Cs1+Csa)。因为CDc比其他的寄生电容小很多，所以可以忽略不计。在这个阶段内，电流iDc以斜率-Vc/Lik减少，同时i2也以与iDc同样的斜率减少。当iDc下降到零时，这个阶段结束。
    模式4[t3~t4]在t3时刻iDc减小到零时，箝位二极管Dc关断，i2继续以斜率-Vc/Lik减小，当i2减小到-Iin时，这个阶段结束，此时i1=2Iin。
    模式5[t4~t5]在t4时刻，Sa关断，此时寄生电容Csa和Cs1分别被充电和放电。当vsa的电压达到(Vo+Vc)时，S1的体二极管导通，这个阶段结束。
    模式6[t5~t6]在t5时刻主管S1的体二极管导通．实现S1的ZVS。同时在t5时刻．D1和S1的换流开始，当iD1的电流减小到零时，这个阶段结束。
    模式7[t6~t7]在t6时刻iD1=0此时寄生电容Cd1将与漏感Lik谐振，当D1上的电压vCD1为零时，这个阶段结束。
    模式8[t7~t8]在t7时刻vCD1=0,谐振期结束，此时，Dc导通。然后由于谐振，Iin和i2的差值电流流过Dc，并且以斜率-Vcs/Lik减少。当iDc=0时，这个阶段结束。
    这里只介绍一个周期的工作情况，下个周期如同这个周期一样地循环，在这里不做重复说明。

　

　

2 实验结果
    为了验证上述的工作原理和理论分析，做了一个输入为直流90～150V，输出为直流350V，功率500W，频率193 kHz的DC／DC变换器样机。这个电路中所用到的参数如表l所列，其中所有的参数和图I的主电路中所标注的是相对应的。图4和图5给出了主管和辅管的ZVS工作过程，从图中可以发现主管S1和辅管Sa均实现了ZVS，并且它们的漏一源极电压箝在DC 440V左右。图6给出了整流二极管D1的电压波形，从图中可以看出二极管上的电压振铃被箝位二极管Dc消除了。图7给出了在满载情况下，流过Lin2的电流。图8给出了辅管sa的电流波形。图9给出了主管S1的电流波形。这些波形与上述理论分析基本一致。图10给出了效率曲线，在输入90V时，在375W左右效率最高，而在150V输入时，效率在475W左右时最高。

3 结语
    本文提出了一种新的ZVS-Boost DC／DC变换器，实验结果很好地验证了理论分析。采用一个简单的有源箝位电路，所有的开关都实现了zvs，在高频下实现了高效率。这种变换器也可以应用在功率因数校正方面，相对于传统的硬开关CCMBoost功率田数校正，它具有高功率目数，高效率和低成本的优点。