·上一文章：应用同步整流技术实现双向DC／DC变换
·下一文章：基于UC3842/3843的隔离单端反激式开关电源
0 引言
对于三相逆变电源供电系统，如果三相负载是平衡的，对电源输出相位的对称性不构成影响。倘若三相负载不平衡，由于电源相与相之间在电路和磁路上都存在耦合关系，这就势必要影响到三相电源输出相位的对称性，使之偏离120°的对称关系。相位的不对称随之也引起线电压的不对称，负载的不平衡度越严重，影响越大。以致负载不能正常工作，仪表及军事装备的性能不能正常发挥。针对常规逆变电源存在的这一实际问题，本文提出了相位反馈，用锁相环将输出电压的相位与基准相位比较，实现闭环控制的方案。设计了相关的电路，并进行了电路实验，较好地解决了这一问题。使逆变电源的供电特性得到提高，有效地拓宽了对负载的适用范围。
1 相位跟踪锁定的基本原理
图1(a)是一台逆变电源的输出电路示意图[1]，虚线框内为输出端交流滤波器。将每相输出滤波器的串联阻抗与逆变器的输出阻抗合并，以A相为例其串联等效阻抗可表达为
ZAS=RAS+jωLAS （1）
式中：RAS、LAS分别为等效串联电阻和电感。
负载不平衡时逆变电源输出端电压矢量图如图1(b)所示，可以看出尽管逆变器输出电压UAt,UBI，Uc1对称，而负载端的UA，UB，UC已不再对称，常规逆变电源是无法克服这一弊端的。在图1(c)的矢量图中，尽管负载不平衡，UA，UB，UC仍为对称的，而逆变器的输出电压UAI,UBI,UCI却是不对称的，这就是说，在负载不对称的情况下，可以在逆变器输出端进行校正。只要分别动态地实时控制各相的相位重新回到对称位置，就可以维持电源输出端的相位总是处于对称状态。基于这种设计思想，相位控制电路组成框图如图2所示。以A相为例，它由信号调理、电子开关、锁相环路、正弦脉宽调制器等组成。基准相位发生器产生二相互差120度的参考相位信号Uir(i E a，b，c)。
2 电路的设计与实现
2．1 信号调理与电子开关电路
电路如图3所示。在电源的输出端由取样变压器降压隔离后的相位反馈信号Uar，经跟随器A1缓冲隔离，送到比较器A2同相端。为保证A2的输出端在无信号反馈时稳定无振荡(如检修或逆变器不工作)，且有一个确定的高电平，三相的调理电路统一设置一个参考电平—Uref，—Uref其实是一个超前补偿电平，因而还可以提高相位反馈环路的响应速度，并不影响相位检测的精度，而且也避免了比较器在过零点的抖动。设计选用高输入阻抗，高共模抑制比，低漂移，低功耗，速度适中的集成运算放大器TL082作跟随器和比较器。R3，D1用以削去负向方波。调理后的信号为Uaf。
当高压整流电路，控制电路等低压电源均已上电工作，主电路处待逆变状态时，输出端无输出，因而信号调理电路无反馈输入。PLL虽有基准相位方波Uar，但无比较对象，PLL处在失锁状态。电子开关的作用就是将压控振荡器(VCO)的输出经N1分频后的Uvi接入。构成内环的闭环锁相，由此决定SPWM电路中参考正弦的相位。控制电路产生的驱动信号处于待发送状态。逆变启动后，逆变输出Uaf反馈至信号调理电路产生Uar,电子开关再将Uaf切换至PLL与参考相位Uar进行相位比较，构成外环的相位反馈控制，断开内环的UNI信号。其波形关系如图4所示。电子开关由组合逻辑电路完成，这里不再详述。
2．2锁相环的应用
锁相环是整个方案设计的重点，电路如图5所示。由锁相环[2][3]的理论知，锁相环是利用相位差产生控制信号，从而消除相位偏差，所以，锁相环的输人量是基准相位信号Uir的相位，输出量是逆变器输出电压Uar(i Ea,b,c)的相位。因为Uir的频率是固定的，可设基准输入相位为Wit+oi压控振荡器(VCO)的数学模型为
ωt（t）=ω0+k0uc（t） （2）
式中：Uc(t)是VCO的控制电压；
Wo为VCO的固有频率；
Ko为VC0的控制灵敏度。
环路反馈的瞬时相位θf(t)是ωr(t)的积分，即θf(t)=ωot+Kouc(t)／p，可以推得频差和相差的关系为
θe(t)=△ωo(1-e-h)／K+θe(O)e-kt (3)
式中：第一项为零状态响应,第二项为零输入响应，θe(O)为起始相位差。
对式(3)的进一步分析表明，因锁相环基准相位信号Uir(t)的频率是固定的，可以消除频差。但存在一定的相差Or(t)，Oe(t)能否消除，取决于环路低通滤波器(LPF)的特性。若LPF能产生一个△Wo／k的控制电压，则Oe(t)=0。因此，环路滤波器的参数对整个环路的动静态性能影响很大，设计时可以通过调整参数来获得想要的性能。由R3,R4,C1构成无源比例积分器，其开环传递函数为
Ho(s)=K(l+t28)／s(l+t1s) (4)
式中：τ1=(R3+R4)C1，τ2=R4C1。
由于逆变器和输出滤波器均是滞后环节，寄生相移的影响使实际的相位裕量可能小于零，环路将处于不稳定状态。分析表明[4]，二阶环路的相位裕量y随阻尼比f的增大而增大，超调量Mp随f的增大而减小。
3 实验结果
逆变电源的输出频率通常是稳定不变的，不存在频率的跃变。设计适当的电容电阻(C1，R3，R4)参数，可使起始频差很小，能快速进入捕捉带。基于上述设计思想，应尽可能地增大f，而减少ωn(环路的自然谐振频率)，且ωc(级通滤波器的截止频率)和Wn在同一个数量级。通频带的减小有利于干扰的抑制，相位裕量的增大有利于环路的稳定。这对逆变器来说至关重要。环路的调节时间不必苛求，稳态跟踪误差达到指标要求即可。通常时间常数T1，T2的选取原则为：T1>1／f1(f1为参考频率)，T1>10T2。经多次优化，选取了一组环路低通滤波器的有关参数进行了综合设计：
τ1=3．5 s，τ2=O．1 s，ξ=3．5，N=32(环路的分频比)，因为
通常选取ωn<Wr(参考相位的角频率)，以提高环路对杂波的抑制度。按照选取的参数
采用通用型集成电荷泵锁相环CD4046和相应电路在一台三相12 kw、400Hz、127 V／220V的实验样机上进行了电路试验。图6为A相额定负载，其余两相空载时，A相输出Uaf跟踪参考相位Uar的波形(图中Uar 5v／格，Uaf 50V／格)。
4 结语
在SFC—D系列组合式变频电源[5]中，采用了上述相位控制方案。即使三相负载100％的不对称也能够保证相位的对称性，并且每相可分别作为单相电源使用而相位的对称性不受影响，使电源的应用范围更加扩大，提高了装置的性价比。应用表明，整个方案的设计正确，结果令人满意。
