·上一文章：38kHz/375W开关电源变压器的设计
·下一文章：基于串联模式的24V转75V升压电源的设计
0 引言
随着全球能源的日益紧缺，人们越来越关注电源的节能，因而有源功率因数校正(APFC)在照明电源、通信电源等领域得到了广泛的应用。以往的电源整流电路是将工频电压通过整流二极管直接对大容量电解电容充电以获得高压直流供电电压。这种电路的缺点是输入电流只在电源电压的峰值时流入电路，它含有极高的谐波分量，电能浪费严重，且对系统产生电磁干扰。
有源功率因数校正是通过高频半导体开关和电感的组合使输入电流导通角展宽来实现的，其中的临界断续模式APFC电路在中小功率电源中得到了普遍的应用。
l L656l的工作原理和典型应用
L656l的典型应用电路如图l所示(不含虚线框部分)。
在高压大电流场合，如果在二极管还在正向导通电流的时候，突然施加反向高压，将会有很大的反向恢复电流流动，产生较大的功耗，影响电路的可靠性和效率。因此在连续模式APFC电路中必须使用具有极短反向恢复时间trr的二极管。对于临界断续模式APFC来说，由于功率M0S管是在二极管的正向导通电流下降到零以后才开通，所以对trr的要求不高，二极管的关断和M0S管的开通损耗很小。
为了检测出二极管中的正向导通电流下降到零的时间点，通常的APFC控制芯片(如ST的L6561和Onsemi的MC33262)是通过检测升压线圈次级绕组的电压下降沿来实现的。其工作原理是：当MOS管关断以后，升压电感中的能量通过二极管释放给输出电容，所以二极管中的电流即是升压电感的电流，电感两端电压为输入电压与输出直流电压之差。当电感中能量释放完以后，二极管截止，电感电压下降为零。控制芯片检测到电压下降沿后，立即开通M0S管，实现临界导通工作模式。
2 L6561在电源电压过高时的问题
如图l所示，当工频输入电压升高，其峰值接近输出电压时，L6561无法止常工作。这是因为当M0S管关断后，二极管导通时，电感两端电压很低，次级绕组提供给控制芯片ZCD端(脚5)的电压信号低于2.1 V的阈值电压，因此在二极管电流下降为零时也就无法检测到电压下降沿信号，L6561输出保持为零，直到芯片内部定时器(大约80μs)结束后再输出驱动脉冲。实测表明，此时APFC工作频率大约为10 kHz，输入滤波电路不但无法将其滤掉，反而使滤波电感L1和滤波电容C1、C2之间产生振荡而在电网上产生严重干扰，并影响设备的可靠工作。当有多个这种电路接在电网上同时工作时，由于相互之间产生谐振，其危害特别严重。
3 改进的电路
为了避免这种干扰，有必要在工频电压过高时将APFC关掉。使10kHz的振荡无法形成。
3.1 静态检测
在输出直流高压为一固定值(如400V)的情况下，可通过比较器检测工频电源峰值，在电源峰值超过设定值时将APFC电路关闭。当输出为可变直流高压时，则可采用以下电路，实现输入与输出之间的动态检测。
3.2 动态检测
其实现方式如图1中虚线框内电路所示。主要思路是：设置一电压检测电路，当检测到电感次级绕组的电压不能保证超过L6561的阈值电压时，则将APFC电路关闭，以消除振荡。
图l中比较器LM393A的同相端接2.3V基准电压，反相端通过波形整形电路接到电感的次级绕组。因为L6561的阈值电压为2.1 V，因此脚5电压低于2.1 V即不能正常工作。本电路利用比较器来检测脚5电压，当电压低于2.3 V时输出高电平到D触发器的输入端D。L6561的输出驱动信号通过反相器接到D触发器的时钟端CK，当M0S管关断时在CK端产生上跳沿触发信号，将D端数据送至反相输出端脚2(Q)。R8、C4的时间常约为1μs，以保证在D端信号稳定后再将上跳沿加到CK端。555定时电路接成单稳态形式，通过C6将信号耦合至555电路的触发端脚2，使输出端脚3发出一个正脉冲信号，此信号送至L6561的INV端(脚1)，使脚l电平升高，因次L6561进入输出过压保护状态，APFC停止工作。D7的作用是隔断555电路的脚3的低电平对L6561的脚1电压的影响。比较器TM393B的作用是：在工频电源电压较低时，将电压检测电路的输出屏蔽掉，使电源电压过零时的一些干扰信号不会使检测电路误动作。
4 实验结果
图2～图4为单个APFC电路工作时的实测波形，上边通道为电源电压波形，下边通道为电源电流波形。由波形可以看到，220V时，电源电流比较光滑；当电压升到255 V时，在电源电压的峰值处有电流的振荡；电路改进后，电流振荡消失。
5 结语
由以上的电路分析及实验结果可知，对于有源功率因数校正电路而言，当工频输入电压过高，其峰值接近输出电压时，电路会产生不希望有的振荡。为了提高可靠性，有必要对其作更深入的研究，本文提出的改进方案，得到了较好的改进效果。
