电路工作
图1所示的是参考设计的电源电路示意图。该电源的工作原理是：在电源导通时，电阻R1和电磁干扰(EMI)滤波器电感L1的绕组阻抗限流大电容C3上的浪涌电流。这个电感与“X”型配置的电容C1和C2一起构成差模EMI滤波器，而共模电感L1和电容C8构成共模滤波器。交流输入由二极管D1至D4全波整流，并在电容C2两端产生1.4倍Vac的直流总线电平。

准谐振反激转换器是采用安森美半导体的NCP1308电流模式准谐振控制器(U1)和1颗2 A、650 V的MOSFET(Q7)实现的。此控制器包含从过流到过压条件的所有自保护内部电路。虽然NCP1308具有安森美半导体的专利动态自供电(DSS)特性，但反激变压器T1上的辅助绕组及D7、C5、C6和R3等相关元件仍为IC提供“充当启动电路(bootstrapped)”的Vcc电源。这启动电路Vcc大幅降低U1在正常工作期间的功率耗散，并将电源的待机或空载能耗降至200 mW以下。电阻R3限制Vcc电压，且提供一种简单的设定OVP启动电平(trip level)的方法，检测光耦合器故障或环路开路故障。

由D5、C4、R20和R21组成的缓冲器网络为外部MOSFET Q7提供电压尖峰抑制功能。这电压尖峰由变压器T1的初级绕组的泄漏电感产生，如果不恰当处理的话，可能会带来破怀性后果。在诸如本参考设计这类的简单、单端反激电路中，这样的缓冲器网络是必须的。需要说明的是，本参考设计为D5使用的是传统的50/60 Hz PN二极管，并包含1个与之串联的电阻(R20)。这种布排，再结合电容C4，不仅抑制MOSFET关闭时的电压尖峰，还消除与变压器T1泄漏电感和电容C4相关的谐振振铃(resonant ringing)。

变压器设计
反激变压器T1的设计要求将泄漏电感和绕组电容等典型寄生参数减至最小。对于小型变压器磁芯结构而言，这就变得更加困难，因为磁芯的横截面积随着总体磁芯尺寸的减小而减小，这就需要更多的初级和次级匝数。对于小型磁芯而言，要在提供足够匝数以限制磁通量密度小于三千高斯(< 3 kG)与增加泄漏电感之间取得平衡，就变得非常需要技巧。本参考设计中使用了EF-16磁芯，有可能使初级绕组仅2层，而Vcc绕组和5 V次级绕组各仅一层。测试显示，由相应泄漏电感产生的电压尖峰的能量极低，而由D5、C4、R20和R21组成的缓冲器网络足以抑制电压尖峰，且对能效的影响极小。图2显示了详细的变压器设计。

T1的主要次级输出5 V由MOSFET Q3以及由变压器T2、电容C9、电阻R4至R7、MOSFET Q4至Q6、二极管D6等相关电路组成同步整流器实现，用于最大限度提升能效。当MOSFET Q7关闭时，小电流感测变压器T2感测到对输出电容C10充电的次级反激电流；而T2会在电阻R4两端产生足够的电压，以导通由Q5和Q6组成的推挽驱动电路。该驱动电路依次导通MOSFET Q3的门极，而使Q3充当极低正向压降的整流器，用于5 V输出。没有次级电流流过时，Q3处于关闭状态及反向阻断(reverse blocking)模式。为了降低输出纹波及噪声，电路中增加了由电感L2和电容C11组成的滤波器。此外，还可以选择增加P-MOSFET Q1和驱动器晶体管Q2，以在有需要的情况下，支持关闭5 V输出，用于“休眠模式”或类似要求，从而将漏电(power drain)降至绝对最低值。

对5 V输出进行稳压的方式，是检测主输出电容C10两端的电压，并以电阻R14和R15对这电压进行分压，使其匹配可编程齐纳器件U5(TL431A)的2.5 V内部参考电压。U5充当误差放大器，并藉光耦合器U2提供反馈给初级端控制器U1。C13和R13提供控制环路相位和增益补偿，而C7为U5的反馈输入提供高频噪声去耦。

 
图2：变压器设计数据表。