子模块DRIVEN用于产生控制T1至T4的驱动信号，如图5所示，子模块OCC用于实现单周控制，如图6所示。

 
图5  T1至T4的驱动信号子模块DRIVEN

 
图6 单周控制子模块OCC

    OCC由积分器1/S、比较器Compa，RS触发器，时钟脉冲clk等组成。积分器输入U0取自4个开关管公共联接点，它在Q脉冲到来，T1或T2开通时开始积分，其中开关Switch2 是用于控制电压正、负半波的，负半波信号Nh为“1”时，积分器输出经反号器仍为正值，当积分值大於给定参考值Vref，(这里用的是单相全波整流值)比较器Compa有输出，复位RS触发器时，（T1或T2关断）由!Q信号控制开关Switch将积分值清零，直到下一个时钟脉冲到来。

    5  仿真实例

    单相交流正弦电源220V，50Hz，滤波用电感L=2mH，电容C=90μF，负荷电阻R1=5Ω， R2=10Ω，开关频率fs=1200Hz。

    T1，..T4的IGBT元件参数：Ron=0.001Ω，Lon=1μH，通态压降 =1V。吸收电路参数：Rs=100kΩ， Cs=∞。仿真首先从稳态开始，U1幅值等于，50Hz负载电阻为R1+R2=5+10=15（Ω）保持恒定，单周控制频率fs=1200Hz，再给出不同的参考值Ref [反比于开关频率，其范围为从(1→7)×10-4]，可以得到不同的负载电压U2，其波形如图8(a)所示，基本正弦，但存在一些与开关频率的谐波，后者还取决于所用的滤波电路参数。图7表示了在不同参考值Ref下的负载电压的幅值U2m，可以看出两者基本上是线性关系，在附录A中给出了不同占空比d斩波下，AC/AC转换器输出电压的计算方法。

 
图7 负载的电压幅值U2m和参考值Ref的关系

    应该指出，用本方法变压时，应尽量避免用在占空比d=0和d=1的两端，以免因控制不精确而出现非正常的、混乱的情况。图8是假定U1=220V，50Hz， 参考值Ref=0.0003，在t=0"时，接入负荷(负荷电阻15Ω)，当t=0.03"时负荷突增(负荷电阻从15Ω突减至Ω5)下、单周控制的单相AC/AC转换并联式电路中各电气量变化的仿真结果。图8（a）为电源电压U1，电流I1和负荷电压U2的波形。可看出U1的幅值为311V，这里负荷电压U2的幅值约调整至180V，由于滤波参数不理想，负载电压存在一些与开关频率有关的谐波。电源电流I1基本正弦。在t=0.03"时负荷突增，U2有明显的下降。图8（b）是负荷电压U2和电流I2的波形，基本正弦，在t=0.03”时负荷电流突增导致U2下降。图8(c)、图8(d)分别是开关管T1、T3的集电极—发射极间电压Uce，和流过开关管的电流iT。

    可看出在正弦电压正半波时，开关管T1和T3的驱动信号作用下导通，均有电流iT流过，两者在开关周期Ts内是互补的，而加在T1管上的Uce电压是正向脉冲型，因T1导通时只存在可忽略的导通电压降。注意这时加于T3的Uce电压是脉冲型的，但对T3讲，却是反向的。为清楚起见，图8(c)的右下角放大了Uce和iT的关系，表明iT有值瞬刻Uce为零值。

    在正弦电压负半波时T2、T4导通，这时T1、T2无驱动信号Ube=0，不导通，但加在它们上的Uce仍存在，只是方向相反。

    开关管T2，T4上的Uce， iT波形类似，不再重复。

    图8(e)上部为电源电压U1，和滤波电感L上的电压UL，可看出这里UL小于U1，在允许范围内。图8(e)下部为用于采样的T1，T3联结点的电压U0。图8(f)是单周控制单元OCC的积分器输出电压Uint的波形，以及用于控制输出电压波形的由参考值Ref和全波整流波形产生的，比较器另一个输入，即给定参考电压Uref的波形。

    6  结论

    ⑴利用全控型开关元件IGBT实现单相电压AC/AC转换器变压(这里是降压)是可能的，并联型电路的主电路只需要二只带双IGBT的模块，及滤波用电感和电容，控制电路也较简单。

    负荷电压基本正弦，但带有与开关频率fs(显然fs愈高谐波愈小)有关的谐波，这里对正确选择滤波器参数要求很高。负荷电压大小与参考信号基本上是线性关系，范围应在（10-90）%内，以避免斩波控制中占空比d太靠近1或0引起的混乱。

    ⑵并联型和串联型AC/AC转换所得结果基本相同，串联型的T1至T4开关管必需带反向二极管，T1至T4在不工作的半波，集电极、发射极间无反向电压。并联型的T1至T4无须反向二极管，但在不工作的半波，集电极、发射极间承受反向电压。