当S1 关断，则开始模式 3，由于S2 的输出电容被放电，故 vT1 也减小，最终，当 S2  输出电容电压等于 VCb. 时，它变为零。同时，由于 SR2 的反向偏置电压消除，因此它的体二极管开启导通。然后，两个 SR 在这个模式中一起导通。S2 的体二极管在 S2 的输出电容和 S1 的输出电容完全放电后导通，由于两个 SR 均导通，iLO1 和 iLO2 均为续流，斜率分别为 –VO/LO1 和 –VO/LO2, ，而 vT1 和 vT2 均为零。由于 VCb 仅仅施加在漏电感上，它引起初级电流的极性快速变化。在 S2  的体二极管导通后 S2 开启， 从而实现 S2 的 ZVS 运作，这个模式的持续时间为

   (1)

模式 4 是另一个充电模式，在各个 SR 之间的换向结束时开始，在变压器初级端施加的电压为–VCb ，因而励磁电流以斜率 –VCb/Lm 减少，iLO2 的斜率为 (VCb/n-VO)/LO2。其它的电感电流是通过 SR2 的续流。可从图2看出，由于异相 (out-of-phase) 作用，每个输出电感的大纹波电流得以消除。因而，相比中心抽头式或桥式整流配置，它可以在电流倍增器配置中使用两个较小的电感。

当 S2 关断，模式 1 作为另一个重建模式而开始，模式 1 的运作原理几乎与模式 3 相同，只有 ZVS 状况例外。在模式 1 中，当 S1 的输出电容电压等于 Vin-VCb 的瞬间，vT1 成为零。在这个瞬间之前，输出电感 LO2 上的负载电流反射到变压器的初级端，有助于实现开关的 ZVS 运作。与此相反，存储在漏电感中的能量仅在这个瞬间之后对输出电容进行放电和充电。因而，S1的 ZVS 运作较 S2 更为稳固，因为通常 Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以与模式 3 相同的方式进行分析，模式 1 的延续时间为

   (2)

使用公式 (1) 和 (2) 详细计算输出电压

     (3)

VSR 是 SR 处于充电模式时 MOSFET 两端的电压。

im 的 DC 和纹波成分可从下式获得：

  (4)

  (5)

这里，ILO1　和 ILO2 是输出电感电流的 DC 成分。

设计示例和实验结果

在本节中讨论一个设计示例，目标系统是输出电压为 12V 和输出负载电流为 30A 的 PC 电源，由于输入通常来自功率因数校正 (PFC) 电路，输入电压的范围并不宽泛，目标规范如下：

标称输入电压：390 VDC

输入电压范围：370 VDC ~ 410 VDC

输出电压：12 V

输出电流：30 A

开关频率：100 kHz

图3 360 W PC电源的设计示例 (12 V, 30 A)

图 3 所示为参考设计的完整原理图，变压器的电气特性如表 1 所示。

表 I 所设计变压器的电气特性

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