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目前，基准电压源被广泛应用与高精度比较器，A/D，D/A转换器，动态随机存储器等集成电路中。基准电压源是集成电路中一个重要的单元模块。
它产生的基准电压精度，温度稳定性和抗噪声干扰能力直接影响到芯片，甚至整个系统的性能。特别是在D/A，A/D数据转换系统中，基准源的性能与量化器的量化精度密切相关。随着D/A，A/D精度的不断提高，精确稳定的基准源的设计成为关键。因此，设计一个高性能的基准电压源是具有十分重要的意义。
1 分析电路设计及原理
1.1 传统带隙基准的分析
传统的带隙电压基准结构中，通过具有正温度系数的VT和一个具有负温度系数电压VBE的线性组合，在输出端得到一个对温度恒定的稳定输出Vref。图1是一个传统的带隙基准电压源。但是在实际应用中，补偿Vref中得不到补偿的高阶电压分量是设计的关键。高阶温度系数主要来自于双极晶体管的温度特性。
经过整理得到：
根据上式可知在大部分工艺下，通过调节电路，一阶系数项可以很容易消除。但是由于工艺参数r的值和由电阻引入的系数δ不能很好的抵消，使得高阶电压分量仍然存在。即C2项不可能消除，导致温度系数不能达到足够低。
1.2 改进的高阶补偿带隙基准源
为了得到温度系数足够低的带隙基准源，高阶温度系数需要进一步补偿，补偿的方法如图2所示的电路结构。在传统的电路基础上，加入补偿电路结构：由于运放A3的增益很大，运放强制Q2和R4的端电压相等，则I4=VBE，Q2／R4，电流镜使流过晶体管Q3的电流：
从而在Q2，Q3的VBE之间产生一个差值Tln T项。这个差值项通过运放gm1，gm2被引入到IR1中来修正VBE,Q1中的高阶项。
在图2中，输入端连接V1，V2和V2，V3的四输入运放，其输出端连接在一起，因此他们具有相同增益A1，各参数完全相同，即输出阻抗也相同：
对于管子Q1，Q2，他们完全相同，所以他们的端电压只和他们集电极流过电流相关。
令
(常数B1，B2由电阻阻值，温度系数和管子VBE电压控制；gm1，gm2是运放A1的输入端跨导，由输入对管子的宽长比和静态工作点决定)在实际设计中，通过调节gm1，gm2来调节降低高阶项，调节R4来消除一阶项。最后进行反复优化可以获得很好的温度系数。
1.3 整体电路分析
这里提出的电路结构如图3所示。系统由四个模块组成：省功耗和偏置电路、运放、基准电压输出模块和高阶曲率补偿。基准核心结构和高阶曲率补偿电路部分的工作原理在前面分析的改进带隙基准中有重点讲过。图3左边所示的功耗控制开关VC1，当VC1为低电平(0)时，M6导通，M4关闭，则M7栅极点电位为高，M7关闭，则M7支路电流为0，电流镜M10，M11镜像M7支路电流，导致差分放大器的尾电流为0，差分放大器没有工作，整个电路都没有工作，处于省功耗状态；当VCl为高电平(3.3 V)时，M6关闭，M4导通，则M1到M6组成的偏置电路为M7栅极提供合适的偏置电压。Cascode结构(M8，M9，M10，M11)的偏置是由电压自偏置来实现的。同时M10，M11复制M7支路电流，M12，M13电压自偏置，为尾电流源提供偏置电压。该偏置电路提供一级折叠式共源共栅运放电路中所用的所有偏置电压。在实际电路中，为了满足匹配，偏置电路中管子的长度应该与运放中相应的管子长度相等。
运算放大器是带隙电压基准源电路中的关键部分之一，其环路增益和电路的失调决定了基准源输出的精度和稳定性。为了增加电路的稳定性和降低电路的复杂度，在此尽量采用具有高增益的单级运放，而不采纳二级补偿运放。高增益的单级运放包括套筒式和折叠式运放两种，由于运放连接反馈回路，套筒式运放因输出摆幅太小而不使用，在此使用折叠式运放。
2 仿真结果分析
图3所示电路用0.35μm BSIM 3v3 CMOS工艺，用Cadence Spectre软件模拟得到以下的仿真结果。
2.1 基准输出与电源电压关系
图4是基准输出与电源电压(0～3.3 V)关系曲线。仿真结果表明：这种带隙基准电压源结构在正常工作状态下的最小电源电压可达1.6 V，输出基准电压Vref=(1.174 43±0.000 43 V)，在-40～+100℃范围内，带隙基准电压源输出电压的温度系数rTC=2.077 ppm／℃。在25℃，3.3 V下，功耗不到110μW(电路总功耗为109.89μW)。在25℃，1.6 V下，功耗不到9μW(电路总功耗为8.453μW)。
对该带隙电压基准源仿真电源电压抑制比(PSRR)，得到在3.3 V电源电压下，室温且没有滤波电容时，在100 Hz下为-65 dB。要获得更好的PSRR，可以通过在基准的输出端加一滤波电容来提高PSRR。将Vref经过了一个RC低通滤波电路输出，这样可以改善输出基准电压的电源抑制能力，减小噪声干扰，并且可以减小在电路上电时的基准电压瞬态过冲。
