直热式输出管2A3A类单端胆机音色甜美，风行于世近七十年，经久不衰，直到如今也仍被胆机爱好者推崇备至但是由2A3得到3W一3.5W的输出功率也非易事，其近乎50vp-p.的驱动信号绝非～般电压放大管所能轻松胜任。2A3胆机成败之关键取决下前级设计，否则前级本身非线性失真已超过输出级，使低内阻胆管2A3优势无从发挥。

　　利用直热式输出管4PIS两管并联运用在近2000Ω的负载阻抗上可以轻松输出3W以上的功率，同时4PIS有高达105的放大系数(其跨导S=6mA/V．内阻Rl约17kΩ)每管输出1.8W功率驱动信号近8vp-p(两管井联运用驱动电压不变)．从而使前级电路极为简单。作为五极管4PIS内阻较高，线性远不如2A3．所以需在输出级加入适当的负反馈以改善特性。根据粗略计算4PIS并联输出只要在输出级加入-15dB左右的串联电压负反馈，则其内阻、非线性失真均降低为原值的15.4%。

　　4PIS内阻17.5kΩ．反馈后降低为IlOOΩ,．阿管并联等效内阻<600Ω，已低予2A3内阻，同时输出失真降低到I%．对扬声器的阻尼特性，失真度均优于2A3A类输出级。当然负反馈会使输出级放大系数同比降低，达到额定输出功率时驱动信号也随之增大为12VN，，不过驱动电压仍远低于2A3。

　　以此构想设计的4PIS全直热管A类功放见附图。其工作状态：板压200+lO%V；第二栅电压为150V；栅负压-sv；电路采用阴极自给偏压，板流加第二栅电流为2x40mA．故两管阴极电阻约为lOOΩ。为了降低4PIS并联运用时输入栅阴电容增大对高音频的衰减，两管栅极串联接人4.7kΩ_lOkΩ电阻．一则对高音频晌进行阶梯式补偿，同时有利于4PIS在栅压瞬时接近ov的状态下避免产生栅流导致的大信号失真。为了改善五极管放大器的高内阻、非线性特性，输出极加入本极串联电压负反馈，从4PIS阴极（灯丝中点)加入负反馈。当输出变压器初，次极阻抗比为2n=2000Ω/8Ω时．其电压比(匝数比)N=16:1．从8Ω端引入负反馈电压其反馈系数约为β=根号8/200≈0.06反馈量约1/6.5．近似为-16dB。

　　输出级增益系数由开环放大系数122降低为1/15,4约为18.8．额定输出功率时输出级驱动信号增大为8VP_p+3.5Vp-p≈l2vP-p此值为一般电压放大器能轻松胜任的信号电压。与此同时．4PIS内阻降低为压值1/15．每管约l.lkΩ．非线性失真也同比减至1/15．而不足1%。输出级驱动信号仅为12Vp-p，也就是说前置级只要有15倍的净增益则放大器输人灵敏度即达到0,8Vp，，相当于有效值<0.6rns．用于CD重放已十分竞裕，给前毁管的选择带来十分的自由度。为了充分发挥4PJS直热管的高分辨宰『尤势，本机选择小功率直热管IS5作为前置级。

　　IS5为廉价的电池供电五极电压放大管，其直热灯丝供电为1.4V．0.05A．跨导0.62mA/V．内阻600kΩ，相当干放大系数μ=RixS≈360．其高内阻、低跨导构成了典型的电压放大特性。很明显，其高内阻特性使应用中电压增益受到限制，因为无论如何也不宜选择大于内阻3—5倍负载电阻Ra．实际运用中即使选择Ra=IMΩ．其单级五极管RC耦合放大器电压增益也只能达到60倍以下，且动态板流极小．只能作为0．卜0.5VP-P输入的弱信号放大，在日前的CD音源时代显然不适用：

　　此种弱信号放大用五极管有两种变通应用方式：其一是将第二栅G2和板极相连接，其二是将G2和Gl相连接。两种用法使IS5成为参数不同的三极管，改变接法后形成三极管的跨导S不变，仍为0.6mA/V，但由于G2接法改变，其内阻产生较大变化。第一种接法：G2和板极合二为一，拉近了板极和阴机（灯丝）的距离．使内阻减小为lOkΩ～30kΩ，相应的μ约为10左右（最大不超出20．成为典型的10低μ三极管）。

　　第二种接法：G2和CI相连．C2失去了帮助板极吸收电子的作用，同时增大了输人栅极的控制能力，因而使内阻Ri增大到50kΩ一80kΩ（与工作点备极电压有关）．相应的放大系数增大到30以上、50以下。

　　一、电路设计

　　 含上述理念的设计见附图，它有以下特点：其中前级给出两种接法，电路图中IS5或1U4接成低“三极管，前置级增益较低，对于某些输出电乎低的CD机（笔者发现某些便携式CD、VCD大多在0.5Vrms左右）．可能感到音量不足。虚线框内给出1S5（IU4管脚编号不同）为高μ三极管的接法，用于图中电路不变，只将图中Ra改为330kn．RK改为2.7kΩ即可，此时放大器输入灵敏度可在500mVrms以下。

　　两级放大器的灯丝供电采用串接的两极三端稳压器，4PIS的4.2V供电对纹渡要求相对较低，而前级IS5则要求更高，因此1.4V供电经两次稳压，纹波抑制比可达到140dB以上，以降低1S5灯丝引起的噪声。

　　全机供电210V采用高反压达林顿三极管BU806作电子滤波，省去阻流圈，得到较低纹波率。图中BU806功耗仅为60Vx0.08A=4.8W．可用机壳作为散热片。装机过程中需注意选用电源变压嚣高压在200V~220V内（本机使用老式五灯机变压器），调整ioOn限流电阻可使整流输出在额定负载下不高于250V，然后调整18kΩ电阻使电子滤波器输出为J210V。

　　二、DIY之关键

  电池供电的电子管灯丝极细，其MIC效应极为严重．将此樊直热管用于前级，成败关键一是灯丝供电纹波率，二是结构上对MIC效应的抑制，必须严肃对待。除管座采用橡胶垫隔绝机械力的传导以外，所有接至管座引脚的引线也必须采用软接线，对于外围元件需在底座上设置接线架再由软引线过渡焊接到管座上。此为一项细致的工作，完成后力求达到用镙丝刀柄敲击底板扬声器中无“咚咚”声发出为度。

　　稳压供电电路对灯丝交流噪声有充分抑制作用，关键是选择高质量的三端稳压器和滤波电容，且LM317输入电压必需为输出电压的两倍以上。输出电压力求准确．4PIS灯丝电压以<4.5V为妥．1S5则勿超过]1.5v。电池供电管灯丝热容量极小，即使瞬时超压也会使灯丝发射效率降低甚至烧断，所以两组灯丝电压需按前述假负载法调准后再插入电子管，绝不可大意。

　　本机输出变压器初级阻抗为2000Ω，按10W容量设计以降低损耗，绕制方法与2A3输出变压器大同小异，可参考本报2008年合订本下册778页，将次级匝数增加为4n、148匝，8n加绕72匝，即初绕阻抗约为2000Ω。

　　另外市场上的国产管IB2．欧美管ISST．1U4T为省电型产品，除灯丝供电为1.2V30mA．IS5T.IU4T为1.2V25mA以外．特性与1S5相似，但此类管跨导更低，内阻也更高，作为音频RC耦台放大增益也稍低于1s5。因此使用此类管型首先注意灯丝稳压器调整时输出电压应为1.2V，切勿超过1.4V．调整LM317时假负载电阻需改用40Ω（IS5T改用48Ω）．如发现增益不足，调整输出级负反馈端改接4Ω。