2.1控制电路的选择
    本设计中，控制电路采用了ONSemi公司生产的控制芯片NCP1207，它采用跳周期模式控制，极大地优化了准谐振反激变换器的开关频率对负载以及输入电压的依赖，从而达到降低轻载或空载时的损耗的目的；NCP1207内部集成了一个电流模式调节器和一个退磁检测器，确保电路在任何条件下，都能自由运行在准谐振工作模式。芯片内部的临界控制模式以及零电压开通模式使其在输入、负载变化的情况下，都能够降低损耗，提高效率。

2.2功率变压器设计
    变压器各相关参数如下：最小直流输入电压Uinmin=60 V ;输出电压Uout=12 V；输出平均电流Iout =12.5 A;输出功率Pout=150 W；电源拓扑：准谐振反激断续模式；开关频率户61.2 kHz；效率η=90%；最大占空比Dmax=0.5。

一次侧电流峰值为

一次侧绕线截面面积为

    磁芯选择铁氧体材料，选取饱和最大磁通密度Bmax为0.3T (3000 Gs)，为防止磁芯饱和，最大磁通密度摆幅△B泥量取稍微低些，本次设计取值为1667Gs。根据变换器的输出功率和开关频率，选择磁芯型号为PQ35/35，磁芯有效截面积为1.96 cm2 (196mm 2 )，磁芯骨架选择PC40。

    二次绕组匝数为

    式中：N5------变压器二次绕组匝数；Uout------输出电压；Uf------输出整流二极管导通电压；Ur变压器一次侧的反冲电压；Dmax------最大占空比。由于二次侧选用低压大电流MOSFET做整流管，导通压降Uf极小，可忽略不计。

    去磁检测电压取12V，其辅助绕组（去磁检测绕组）Na匝数为

    式中：Js------一次侧导线电流密度，一般取3 A/mm 2或稍高一些。

    二次侧选用铜箔绕制，共绕3匝，每匝所占面积2.67 mm2，选用0.05 mm厚的铜箔，3层叠绕，铜箔宽度为

磁路气隙为

    本次设计中，气隙取1 mm。在计算气隙时，最大磁通密度摆幅△Bm,可稍微取大一些，一般取为2 500 Gs。

    为了更好地加强绕组间祸合，减小漏感，变压器采用逐层间绕法绕制：一次侧有效值4.4 A，选3 A/mm2，得导线截面积1.47 mm2, 7-8股并绕，每股0.20 mm2，线径0.47 mm，截面积0.1734 mm2 00.47 mm线径漆包线的外径0.53 mm, PQ35/35每层仅能绕42匝，为14匝的整数，不能满足15匝的要求。选择0.42 mm线径，外径0.48 mm, PQ35/35每层可绕46匝，可以实际绕45匝，为15匝的整数倍；导线有效截面积0.1358 mm2；用12股，合计导线截面积1.63 mm2，实际载流密度2.7 A/mm2；分4层并绕，即一次／3、二次／3、一次／3、二次/3、一次／3、二次／3、一次／3，一次、二次绕组均并绕。一次侧占约2 mm厚度一次、二次以及辅助绕组之间绝缘共9次共占约1 mm；二次绕组占3 mm；辅助绕组：线径为0.2 mm，双股并绕3匝，占0.5 mm;绕组总厚度约6.5 mm，低于7.4 mm的窗口最大宽度。

    二次侧电压12V，绕3匝，有效值20 A，需要导线截面积8 mm2，每层2.67 mm2，用3层0.05 mm铜箔，加绝缘每个绕组为12层，厚度为0.6 mm, 3个二次侧绕组总厚度为1.8 mm。

2.3准谐振电容设计

Cs可选103/1 kV薄膜电容。

2.4功率开关管的选择
    为了提高变换器的效率，选择了开通损耗相对较小的MOSFET管作为本设计的功率开关管。由于开关管的电压包含电源电压部分、复位电压部分、尖峰电压部分， 72 V等级蓄电池供电电源最大值为90 V，复位电压取60 V，尖峰电压为30～60 V，考虑30～50 V的安全裕量，所以选取250～300 V耐压的MOSFET;开关管额定电流选择一般取变压器峰值电流Ip的3～4倍，由于IP为11.11 A，所以在本设计中开关管的额定电流选择42 A 。

    通过以上两方面的选择，最终选择IXTQ42N25PMOSFET开关管，其UDSS=250 V, ID=42 A, Rdson‑=84 mΩ，TO-247DS封装。

2.5同步整流输出电路设计
    为了进一步提高变换器整体效率，降低输出电路损耗，本次设计利用分类元件构成一套自驱动同步整流输出电路。既提高了效率，又降低了成本仁， 其电路如图3所示。

    该自驱动同步整流电路工作原理：首先，同步整流器VF2的反向二极管导通流过输出电流，与此同时，在电流互感器的二次侧获得感生电流，流入电阻R,，并在R,上产生U=I2-R,感生电压，当此电压达到并超过晶体管的发射结正向电压时，T,导通，并驱动T2导通，拉高T2发射极电压到输出电压，驱动同步整流器的MOSFET导通输出电流降低到T,的导通闽值以下时，T,关断；毛得不到基极偏执电流，与此同时由于T2, T3的基极有一个搭铁电阻R2，可以将T2,  T3的基极电压拉低。电阻R2可以使得同步整流器的栅极电荷通过T3的导通快速泄放，以达到同步整流MOSFET及时关断。

3试验结果与分析
3.1转换效率
    在常温下，当输入电压为DC 60 V, 72 V, 90V时，分别对2台150W DC-DC变换器样机进行效率对比测试，为了便于观察分析，绘制了效率对比曲线图，如图4所示。

     一台试验样机是利用UC3842控制芯片采用的PWM控制方式实现的150W/12V输出的DC-DC反激变换器；另一台是本次设计样机，利用NCP1207控制芯片采用准谐振控制方式实现的150 W/12 V输出的DC-DC反激变换器。从图4中可以看出，基于NCP1207的反激DC-DC变换器的效率有了明显的提高。满载情况下，效率接近90%，效率比基于UC3842的反激DC-DC变换器高出4%-5%。

    反激式DC-DC变换器的主要损耗为变压器漏感，以及开关管关断过程由于变压器漏感所引起的附加损耗，如果这个损耗基本消除，可以将效率提高6％或更高。这样，准谐振加智能同步整流器的组合方式就可以获得90％以上的DC-DC变换效率。

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