电源是电子设备的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全性和可靠性指标。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两种，其中开关电源被誉为高效节能电源，开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，其本身耗能很低而效率高，已在汽车电子、通信、计算机等各个领域得到了广泛应用。特别是DC-DC开关电源的需求也越来越大，因此，设计一款高效稳定的开关电源具有非常重要的应用价值。

    24V或12V是国家规定的车辆系统的标称电压，但车辆上各传感器、CPU、一些逻辑集成芯片等的供电电压一般是5V，这就需要直流电源变换，把蓄电池电压24V或12V的直流电压变换为5V的直流电压。本文提出了一种车载24V转5V开关电源的设计方法。

    1设计目标及元件的选择
    结合车辆的实际应用，在本设计中制定了如下设计参数： ①电源电压输入24V，输入电压范围9~36V；②输出电流2A；③输出电压5V；④电源纹波控制在20mV以内。

    1.1电源管理芯片的选择
    采用国家半导体LM22676系列的电源管理芯片，该芯片具有良好的线性与负载调节特性和内部补偿电压模式控制，具有宽广的输入电压范围4.2~42V，可以驱动电流高达3A的负载，开关时钟频率由内部工作在500kHz固定频率的振荡器提供，集成了一个输出电流能力为3A的N沟道MOSFET作为开关，并通过这个MOSFET获得90%的高效率。还有一使能控制输入端，可使稳压器休眠至静态电流为25μA的待机状态。该系列的产品还具有内置热关断、限流和远程关断等故障保护特性。

    该系列芯片提供了两种封装形式PSOP-8和TO-263，本文采用PSOP-8封装，这种封装有为散热设计的裸露式焊盘。LM22676芯片引脚分布图如图1所示。

    电路主要由集成电源管理芯片、钳位二极管、电感、电容组成。当MOSFET 导通时 ，Uin通过电感给负载供电，此时电感两端电压为正电压；当MOSFET断开时，电感、电容和钳位二极管构成一个续流回路。由于电感的自感作用在MOSFET断开瞬间，电流从电路的左端到右端，流过负载，从搭铁线返回，经过钳位二极管，返回到电感的左端。本电路通过PWM保持频率不变 （即500kHz的开关频率），改变脉宽来调节MOSFET的导通和关断时间，以保持输出电压不变，从而实现稳压的目的。电路原理框图如图2所示。

    1.2输入电容的选择
    因为降压式的DC-DC转换有跳跃的输入电流，通常使用一个较低等效串联电阻R值的旁路电容并联铝电解电容来实现对输入电压的滤波。因为铝电解电容可以达到大容量的目的，但在抑制高频噪声方面的效果不是很好，而且等效串联电阻R也比较大，所以会在它旁边并联一个陶瓷电容来弥补铝电解电容的不足。

    输入耐压和电流均方根是选择输入电容的重要参数，如果输入电压为Ui，电解电容的耐压值一般要选取大于1.5倍的Ui，本设计可选择50V耐压的电容。输入电容的电流均方根大约是直流负载电流的一半，本设计中负载电流为2A，那么输入电容的电流均方根至少为1A，这样就可以根据厂家提供的电容特性曲线找到50V的耐压线所对应的电流均方根大于1A的电容。

    1.3输出电感的计算
    在DC-DC转换电路中，电感的选择会影响到输出电流。电感内电流的波动大小与电感值成反比，若电感值太小，纹波电流就会很大，纹波电流再叠加到输出电流，那么输出电流的峰值就会很大。通常情况下，电感的纹波电流一般选择最大负载电流的20%~40%，本设计中选择电感纹波电流为输出电流的20%。下面说明电感值的计算方法。

    占空比 D=Uout／Uin（1）

当MOSFET导通时，电感上的电压
U=Uin-Uout    （2）
dt=D／fs（3）
在一个开关周期中，电感电流的变化 （纹波电流的峰峰值） 与电感两端电压的关系为U=L×di ／ dt （4）
    根据以上4个公式得出电感L=U／（di／dt）=（Uin-Uout）×dt／di=（Uin-Uout）×（1／fs）×（Uout／ Uin） ／ （0.2×Iout）

    式中： Uin———输 入电压；Uout———输 出电压；fs———开关频率；L———电感；Iout———输出电流。

    即可计算出规定输入电压范围内的电感值，选取一个合适的电感值。但在选择电感时需要注意的是： 大电感瞬态响应慢，但输出电压纹波峰峰值小；小电感瞬态响应快，但输出电压纹波峰峰值会增大。本设计中，在最大输入电压36V的情况下，计算出L值约为21.5μH，考虑到纹波的要求和设计成本的控制，实际选用了标称值为22μH的电感。为避免电感饱和，电感的额定电流值至少是电路的最大输出电流值与电感纹波电流之和。电感内电流的波形图如图3所示。

    1.4钳位二极管的选择
    钳位二极管选用的是肖特基二极管，该二极管必须具有与输入电压相等或更大的反向额定电压，一般选取时反向耐压至少要为最大输入电压的1.25倍，二极管的最大承受能力至少要为最大负载电流的1.3倍。其正向电压降必须要低，以避免二极管导通时有过大的损耗。此外，因为MOSFET工作于高频工作模式，所以二极管从导通状态到非导通状态时需要很快恢复，瞬态响应速度要快。但不建议选用超快恢复二极管，可能会因瞬态的反向恢复电流导致集成电路的损坏。本文选用的是DIODES公司的肖特基二极管B360B-13-F。

    1.5输出电容的选择
    输出电容主要与电源纹波的电压、电源纹波的电流及输出电容的等效串联电阻R值有关，起到对输出电压滤波和限制纹波电压的作用。可根据输出纹波电压的计算公式来估算出输出电容的容量： ΔUout=ΔUC+ΔUR。

    1） ΔUC的计算 在稳态条件下，输出到负载的电流不变，所以有ΔIL=ΔIC，当ΔIC流过输出电容时，在电容两端产生的电压变化： ΔUC=ΔQ／C=（1／C）×ΔIC×dt，取积分下限为ton／2，积分上限为toff／2，计算积分得到：ΔUC=ΔIL／（8×fs×Cout）。
    2） ΔUR一般的电容都具有等效串联电感和等效串联电阻，等效串联电感只在较高的频率时起作用，在分析开关频率时可将其忽略，但必须考虑等效串联电阻R。当电流ΔIC流过等效串联电阻R时会在其两端产生电压降，其值为ΔUR=ΔIL×R，ΔUR也会作为纹波的一部分表现在输出端上，所以纹波电压的表达式为
ΔUout=ΔUC+ΔUR
=ΔIL／（8×fs×Cout）+ΔIL×R
=ΔIL×［R+1／（8×fs×Cout）］
式中： ΔUout———纹波电压；ΔIL———纹波电流；fs———开关频率；Cout———输出电容。

    上式为降压型开关电源的纹波电压的近似表达式，其中每个变量都是影响纹波的重要因素，调整这些变量就是调整纹波的主要方法。

    本设计中fs为500kHz，选取约100μF的电解电容 （2个47μF的电容并联），可得1／ （8×fs×Cout） 值为2.5mΩ。尽管对于等效串联电阻R的计算要考虑诸多因素，但一般情况下电解电容与若干陶瓷电容并联后的等效串联电阻R也要在十几到几十毫欧之间，可见等效串联电阻R是影响纹波的主要因素。用公式计算出的容值只是一参考值，实际还是要根据纹波的要求进行不断调试，尽可能选取容量较大而等效串联电阻R值较小的电容器，这样可以降低输出纹波电压。实际上通常使用多个电容并联的方法来降低输出电容的等效串联电阻R。

    1.6电路原理
    图4为电路原理图。电路中，BOOT和SW引脚之间的自举电容C3是用来提供电源管理芯片内部N沟道MOSFET栅极的导通电流，该电容需选择高品质、低等效串联电阻R的陶瓷电容，推荐容值为10nF。也可以为自举电容器C3串联上一个小电阻（可选用10~50Ω的电阻），来延长电源管理芯片内部MOSFET的导通时间，这样有助于提高电路的电磁干扰性，但同时它会增加开关损耗，使散热性能方面的设计更为困难。在本电路中只选用了C3。

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