·上一文章：基于bqTINY－II的电源管理模块设计
·下一文章：单相Boost型功率因数校正电路软开关技术综述
1 VIPer53的工作原理
VIPer53集成了增强型电流模式PWM控制器和一个高压MD.Mesh功率MOSFET。VIPer53内部结构如图1所示，包括开关电路一次侧所需的全部模块：控制部分包括该变换器启动用高压电流源、脉宽调制驱动器和各种保护功能，如过压保护、热关机、逐周限流和负载保护，功率MOSFET的最小击穿电压为620 V，通态电阻RDSFET在25％时为1Ω。引脚VDD为控制电路的电源，在启动阶段为外部相连的电容充电，包含4个闯值电压。VDDcm为开启电压，典型值为11．5V:VDDoff为关机电压，典型值为8．4V；VDDreg为原边反馈工作的电压起始点，精准15 V；VDDovp为过压保护电压，典型值为18V。引脚SOURCE为功率MOSFET的源级和电路参考地。引脚DRAIN为功率MOSFET的漏级，连接高频变压器的原边绕组，在上电阶段被内部高压电流源利用，为引脚VDD外部电容充电。引脚TOVL连接一个外部电容用于产生过载保护延时，引脚COMP上的电压大于4 35 v时过载保护发生。引脚OSC通过外部连接的阻容网络RT一CT定开关频率。引脚COMP为电流模式结构的输入和内部误差放大器的输出，允许通过外部无源网络设定该SMPS的动态特性，可用的电压范围为O．5～4．5V。低于O．5 V时功率MOSFET关闭，高于4．35V时过压保护发生，该动作延时时间长短由与引脚T0VL相连的定时电容大小决定。
通过连接OSC引脚的电阻一电容网络，可以从外部设置开关频率，最高可以设定到300kHz。当开关电源上电时，位于漏极引脚和脚VDD之间的内部高压电流源为器件供电，并向一个连接VDD外部电容器充电。当VDD电压达到电压闯值VDDon时，内部高压电流源关闭，器件开始正常操作，由高频变压器辅助绕组继续为VIPer53器件供电。
VIPer53的反馈控制系统属于电流控制，通过脚COMP实现系统功能。该控制是指将流经功率MOSFET及回扫变压器的电流与调节电路的输出电压产生的反馈信号进行比较，比较的结果决定确定MOSFET的导通时间。
VIPer53的优点首先是在空载条件下将能耗降低到近乎零，使电源制造商可以达到新的更加严格的生态标准，如“能源之星计划”；其次，因为通态电阻RDS(on)低，功率变换效率明显提高，而且无需使用散热器，从而避免了制造成本的增加。典型情况下，DIP一8封装可输出功率30W，Power—SO一10封装可输出功率40W，使用电压范围为ACR5～265V。
VlPer53的一个重要功能是指通过脚TOVL完成的过载延时。如果引脚COMP电压超过4.35V，过载保护就会启动，连接引脚TOVL的外部电容器就开始充电，同时MOSFET开始不断地开关操作。在这个期间，漏极电流限制在1．6A。如果过载状态维持不变，待TOVL电容电压达到阈值电压VOVLth,MOSFET关断。此时，VDD电压下降，当达到VDDoff闽值电压时，内部高压电流源接通，则一个新的启动周期开始。如果过载或短路状态继续存在，VIPer53将进入无休止的重启序列。引脚TFOVL的外接电容充电时间为延时时间，该时间tOVL必须大于该开关电源的启动时间tss因为这段时间内辅助绕组无法向系统提供充足的电能。
2 机顶盒电源的要求
在数字机顶盒的所有功能模块中，从接收器、32位微处理器、不同偏压的数字电路到周边设备，以及输入／输出电路，都各有特定的电源电压要求。数字机顶盒使用数字信号处理器(DSI，)和微处理器(MPU)并且支持嵌入式操作系统以满足当今嵌入式音频、视频和通信应用对高速运算和低功耗的要求。为了充分发挥动态电源管理能力，部分处理器内部集成有一个片内开关稳压器，它利用2．25～3．6V外接电源电压可产生0．7～1．2 V可设置的内核工作电压，从而节省了外部电源元器件。在机顶盒供电中，除了+3 3V以及+5V输出为数字信号处理器、微处理器等控制芯片组供电外，还需要+12V、+24V和+30V输出，例如在新一代机顶盒中，很多外设如硬盘、DVD等，都需要+12V电源。对于机顶盒电源而言，由于输出功率高，输出路数多，而且由于线性稳压电源的效率低、适应电网电压范围窄，稳压性能差、笨重等，趋向于采用技术成熟的开关电源。
3 30W机顶盒开关电源高频变压器的设计
一种5路输出的机顶盒电源的技术指标如下：
1)输出3.3V／2A；
2)输出5.V／l A：
3)输出12V／100mA；
4)输出24V／500mA；
5)输出30V／50 rnA；
6)总功率输出接近30W。
利用反激式开关电源的高频变压器一般设计方法或专用的VIPERSCOFT软件设计机顶盒的高频变压器。辅助绕组用来提供15V工作电压，由于与脚VDD相连的误差放大器设定值为15V，因此副边绕组的匝数必须通过副边绕组与辅助绕组匝数比来建立。首先选定原级与电压输出最低的次级的匝比，Np／NoL，然后计算每匝电压值V1,V1=(VOL十VD)／NoL,VD为二极管正向导通压降，PN结二极管取O．7V，肖特基二极管取O．4V。最终确立了一组高频变压器参数，如图2所示。
技术要求：磁芯为EE28立式，磁芯材料为PC40。变压器经过油浸处理，各个绕组之间的绝缘耐压不低于AC 2500V，lmin；各层之间的绝缘电压不低于AC 1500V，l min。所有线圈与外壳绝缘电压不低于AC 2500V，lmin。
4 机顶盒开关电源的电路设计
VIPer53与外围器件以及整个变压器输入侧与输出侧电路与参数如图3所示。辅助绕组通过二极管DlD直接向VIPer53提供稳定15V电压。过载延时电路由脚TOVL外R2D”和C3D组成，器件参数确保了延时时间大于该开关电源的启动时间。增强电流模式控制外围电路由R3D、C4D与C5D构成，能够设置该开关电源的动态特性。
输入EMI滤波器采用共模线圈、共模和差模电容构成的滤波网络，能够同时滤除差模和共模干扰，见图3所示的电源输和入端。电源输入端增加了一个NTC电阻，以便限制系统上电时涌流的幅值。高频变压器原级采用标准的RCD钳位电路，也可以采用TRANSIL电路来降低待机损耗。电容ClE和C2F用于降低高频变压器的产生共模干扰。开关频率为100kHz，通过电阻RlD和ClD—n设定。在待机和轻载时，内置突发模式电路能够跳过一些开关周期，降低等效的开关频率。根据脚COMP的电压大小，VIPer53提供一个双值消隐时间，即电压为0．5 V和lV时消隐时间为150 ns和400ns．
本设计中负载功率和输出电流最大的输出为+3 3V、+5V和+24V输出，鉴于24V为选用输出，+3．3V与+5V输出功率接近，因此主电压反馈采用+3 3V和5V输出。通过一个可调精密并联稳压器TL431和一个光耦提供反馈电压，光耦集电极的电压可以确定BIPer53的峰值漏极电流，反馈比较电路跨接在TL431的阴极和参考引脚上。C6D与R5D为TL43l的频率补偿网络。R7D、R8D和R9D为比例反馈电阻，使得+3．3V和+5V输出按照一定的比例进行反馈，使得两路输出电压的负载调整率均可达±5％。其余各路输出均按照高频变压器的匝数比来决定．鉴于+3 3V、+5V和+24v输出功率较大，都增加了后级Lc滤波器，以便减少纹波电压。
5 实验结果与分析
在实验室完成了对该机顶盒开关电源的制作和实验，电路板尺寸为74mm×186mm。实测最小输入交流电压85V时的最大占空比为45%，额定输入交流电压220V时最大占空比为28%。电源输入端连续传导骚扰的准峰值和平均值曲线均符合EN55022CLASSB标准。交流220V供电时，轻载与满载时辅助绕组提供的工作电源均为15V，最大工作电流20mA。轻载时+3．3V、+5V、+12V、+24V和+30V输出平均值分别为3．48V、5.52V、14．0V、25．0V和30．8V,最大纹波电压峰峰值小于20mV。满载时分别输出3．20V、5．20V、12．1V、23．1V和30．OV，最大纹波电压峰峰值分别为175mV、150mV、250mV、80mV和80mV。满载时+3．3V、+5V和+24V输出的输出电压波形和对应的纹波电压波形分别如陶4、图5和图6所示．功率M0SFET的集电极D与发射极S之间的电压VCE如图7所示，可见占空比为28％，小于50％，VCE峰值为540V，另外空载时VCE峰值为450V，均小于MOSFET的击穿电压620V。
6 结语
本文在分析机顶盒对开关电源要求的基础上，利用功率集成电路VIPer53给予了一种实现具有5路输出，适用于通用交流输入，具有良好的传导EMI性能的电源。实验表明利用VIPer53的机顶盒电源具有设计方便、效率高、体积小、重量轻等优点，而且待机损耗小，无需额外散热器，是一种理想的开关电源用功率IC。
