1 摘要

一般情况下，在较高功耗应用中需要采用全线电源并减少线电流谐波 PFC 预调节器的数量。在这些高功耗应用中，交错式 PFC 级可缩小电感的占用空间，同时降低输出电容器纹波电流。这些功能通过消除随着交错式运行而产生的电感纹波电流而得以实现。上述应用手册回顾了 350-W、两相交错式功率因数校正 (PFC) 预调节器的设计理念。此种电源转换器通过使用 UCC28528 PFC/PWM 控制器以及用于交错两个功率级的 UCC28220 交错式 PWM 控制器实现了 PFC 功能。另外，该电源转换器还具有一只 2-W 的辅助偏置电源，用以向转换器栅极驱动和 PWM/PFC 电路供电。完整的设计原理图如图 7 和图 8 所示。

 

2 交错式 PFC 升压预调节器的优势评价

 

图 1 显示了一款两相交错式升压转换器的功能原理图。该交错式升压转换器只不过是两个异相 180 度运行的升压转换器。输入电流为两只电感电流 IL1 和 IL2 之和。由于电感纹波电流为异相，所以它们彼此抵消了自身的输出，并降低了由升压电感产生的输入纹波电流。最佳的输入电感纹波电流消除是在占空比为 50% 时。输出电容器电流为两个二极管电流（I1 + I2）之和，再减去 DC 输出电流。这样，作为占空比的一个函数，则降低了输出电容器纹波电流 (IOUT)。当占空比分别接近 0%、50% 和 100% 时，两个二极管电流之和则达到了直流值。在任一最佳工作点时，输出电容器只须过滤电感纹波电流。 

 


图 1 交错式升压级

 

2.1 以占空比函数的形式降低输入纹波电流

 

下列方程式表明了输入纹波电流与电感纹波电流之间的比值 (K(D)) 是如何随着占空比的变化而变化的。图 2 所示为 (K(D)) 随着占空比变化而变化的情况。需要引起重视的是，当为交错式升压转换器选择电感时，我们要记住输入纹波电流的这些变化。这是因为 PFC 预调节器的占空比并非一成不变，而是随着线电压的变化而变化的。 

 


输入电流/电感纹波电流与占空比的关系 

 


图 2 输入纹波电流降低

 

在 PFC 预调节器中，占空比 (D(θ)) 并非一成不变，而是随着线电压 (Vin(θ)) 的变化而变化。一般应用的占空比变化值可以为非常大的数值。占空比的这种变化可以通过对设计用于 85V 至 265V 常用输入（带有 385V 直流输出调节）转换器的评估而得出。在低线压时，占空比 (D1(θ)) 在 100% 和 68% 之间变化；而在高线压时，占空比 (D2(θ)) 在 100% 和 2% 之间变化。在整个线路循环中，并不是要完全地消除电感纹波电流。然而，对一个给定的电感而言，大幅降低输入纹波电流就足够了。在本例中，纹波电流的最大值将出现在低线压（占空比为 68%）达到峰值时。而在此占空比时，输入端的电感纹波电流值将为 55%。 

 


 

占空比与相位角度的关系


图 3 常用 PFC 预调节器的占空比变化

 

2.2 磁量 (Magnetic Volume) 削减评估

消除电感纹波电流可使设计人员削减升压电感的磁量。这是因为两只交错式电感的储能要求只是设计用于相同功率电平、转换频率和电感的单级预调节器的一半。 

 


 

升压电感的削减量可通过如下方法计算得出：在给定电感的情况下，将单级 PFC 预调节器 (WaAcSINGLE) 所要求的电感面积乘积与两相交错式预调节器电感 (WaAcINTERLEAVED) 所要求的面积乘积进行对比。电感 (L)、电感 RMS 电流(IRMS)、电流密度 (CD) 以及磁通密度 (B) 的准确数值并不要求在面积乘积中反映出削减量。 

 


 

交错式总面积乘积（2 X WaAcINTERLEAVED）与单级预调节器面积乘积的比值为 0.5。这种结果显示：交错式实现了 50% 的面积乘积削减，从而导致升压磁量出现大幅削减。 

 


 

如果以这种方式设计交错式 PFC 预调节器，那么就不会增大 EMI 滤波器的尺寸。通常的设计实践就是在低于 150 kHz 的 EMI 频带范围选择电源转换器的转换频率。转换频率的二次谐波将会是基频的两倍，极可能处于 EMI 频带范围之内。为此，需要对其进行滤波以满足规范的要求。将两只预调节器交错在输入端将会出现单相转换频率两倍的转换频率。这就意味着转换器的基频转换频率极有可能被推入 EMI 的频带范围，并达到各级转换频率的二次谐波值。然而，输入纹波电流被降低到了 2 倍。这不会对 EMI 滤波器产生任何额外的限制。

 

2.3 以占空比函数的形式降低输出电容器的纹波电流

 

图 4 所示为以占空比函数的形式，显示单级升压转换器的电容器额定输出 RMS 电流 (ICOUT(single)(D)) 以及两相交错式升压转换器的电容器额定 RMS 电流 (ICOUT (D))。图 4 表明了在相同的功率电平下，两相交错式输出电容器纹波电流是传统单级升压转换器的一半。RMS 电流的降低则可降低由电容器 ESR 损耗所导致的发热量，从而降低电气强度。 

 

 

增益/相位与频率的关系


图 4 额定的输出电容纹波电流

 

3 设计评价

 

电源设计要求如表 1 所示。请注意：该 350-W PFC 预调节器是基于德州仪器 (TI) 用户指南文献编号 SLUU228 中的 TI 评估板 HPA117（可从 TI 订购获取）而设计的。如欲了解详情，敬请访问 www.ti.com。另外，还需说明的是，本应用手册中所提及的设计是基于典型值设计的。在实际的生产环境中，必须对最恶劣的情况进行分析。 

  表 1 设计要求

  

 


图 5 功能结构图

 

3.1 升压电感的选择 

 

Cooper Electronics 公司为我们的设计方案设计了200μH、CTX16-17309 升压电感。

 


3.2 输出电容的选择 (COUT)

 

选择输出电容有三个至关重要的标准，它们分别是保持能量、输出纹波电压以及RMS 纹波电流。方程式 16 和方程式 17 用于选择输出电容。方程式 16 根据保持能量要求选择输出电容；而方程式 17 则根据输出电压 (VRIPPLE) 的要求，决定电容的大小。设计人员应根据本设计方案选择方程式 16 和方程式 17 中的最大计算值。 

  


 

同时，应根据电容器的容差，对其进行减载 (de-rate) 运行。下列方程式根据电容容差中 20% 的误差以及电容器使用寿命 20% 的变化，减载运行输出电容器。 

 


 

升压电容器的 RMS 纹波电流可通过下列方程式计算得出。如果采用这些方程式，最好使用 MathCAD 或 MATLAB 设计工具。 

 


3.3 FET 和二极管的选择

 

为了满足设计的效率要求 (η)，需要将功率预算 (PSEMI) 设置为 19 W。在半导体器件的选择方面，总是需要进行不断尝试，而且也会出现错误。因此，往往需要多次尝试，才能选择到符合设计方案要求的半导体器件。 

 


 

3.4 二极管选择

 

为了减少转换损耗，我们采用了 CREE CSD10060 SiC 整流器。整流器中二极管的反向恢复电流接近于零。采用如下方程式来计算二极管的损耗 (PDIODE)、二极管的峰值 (IDIODE(peak)) 和平均电流 (IDIODE)。式中 Vf  为升压二极管的正向压降。设计方案中的这些二极管每只将消耗大约 0.6 W (PDIODE) 的功耗，那么两只二极管总共将消耗 1.2 W 的功耗。这样使得升压 FET 和辅助偏置电源将产生 17.8 W 的功率损耗。 

  


 

3.5 根据 RMS、峰值电流以及估计的 FET损耗选择 FET 

 


 

下列方程式用于估计 FET RMS 电流 (IFET(rms))，而升压 FET (PFET) 损耗又是基于该电流计算得出的。 

 


 

总 FET 损耗的一部分为一个 PWM 转换周期中所产生的 Coss (COSS(avg)) 充电和放电损耗。COSS 随着线电压的变化而变化，其并不是一个线性函数。可采用如下方程式以及 FET 产品说明书中的数据来计算 COSS(avg)。COSS(spec) 为在规定的VDS 电压 (VDS(spec)) 时测量得出的典型 COSS 值。本设计方案选用了一只 IRF840、8 A 500 V FET。估计的 COSS(avg) 值大约为 160 pF。 

  


 

为了估计 FET 开启 (tON(delay)) 和关闭 (tOFF(delay)) 的延时情况，我们需要研究如下方程式以及图 6 中 FET VGS 与 QG 的特性。 

 


图 6 

  


 

在本设计方案中，FET 估计损耗 (PFET) 为 5 W。而 FET 总损耗将达 10 W，加上 1.2 W 的二极管总损耗，那么半导体总损耗将达到 11.2 W，低于最初设定的 19 W 功率预算 (PSEMI)。

 

3.6 为 FET 选择散热片

 

由于二极管只消耗 0.6 W 的功耗，所以此种升压二极管无需配置散热片。然而， 可以使用要求采用散热片的 FET 和如下方程式来计算所需散热片的热阻 (RθSA)。该方程式是基于 40℃ 的最大容许环境温度 (TAMB)，以及从连接面至外壳的 IR840 热阻 (Rθjc) 和从外壳至散热片的 TO220 热阻 (RθCS)（所有这些热阻均可从 IRF840 产品说明书中查到）而确立的。在本设计方案中，我们选用了一只 AAVID 531202 散热片来满足 RθSA 的要求。 

 


3.7 过压保护和欠压锁定

 

OVP 功能和欠压锁定 (UVLO) 均由 UCC28220 管理。这是一只用来监控升压情况的简单的比较器。有关这些阈值的设置信息可在 UCC28220 产品说明书中查到。在本设计方案中，OVP 设置为 425 V，而 UVLO 设置为 108 V。只有当 VOUT 达到 108 V 时，预调节器才开始进行转换。

 

3.8 峰值限流

 

峰值限流在 UCC28220 PWM 比较器的输入端，由最大控制电压 (VC) 进行设置。式中“a”为电流感应变压器 T1 和 T2 的匝数比。峰值限流的跳变点设置为额定峰值电流的 130%，以保护升压 FET。 

 


VC = 1.8，VCTRL 最大设置为 3.0 V，以保护 UCC28220 CTRL 引脚。


此方程式考虑了随后添加的斜率补偿。 

 

在上电期间的 FET 峰值电流是正常运行情况下 IPEAK 电流的两倍。这是因为需要过大的斜率补偿，以确保稳定性。

 


 

3.9 电流感应变压器复位电阻 (T1 和 T2) 

 


 

3.10 振荡器和最大占空比钳位

 

UCC28220 振荡器和最大占空比钳位通过电阻 RCHG 进行设置并放电。所需的占空比钳位 (DMAX) 设置为 0.9，以防止电流感应变压器饱和。 

 

3.11 控制环路补偿

 

电压环路和电流环路的所有控制方程式均为估算方程式。本文中的控制方程式给出了反馈补偿的开始点。在大多数的控制环路中，都有必要根据实际情况，通过网络分析仪对环路补偿进行调整。

 

3.12 电流环路

 

设置电流环路的第一步就是设置乘法器组件。RIAC 电阻与整流线电压连接，而且是电流放大器输出信号追踪线电压变化的元件。该电阻通常为一组必须的串联电阻，以满足高电压的要求。 

  


 

UCC28528 内部的乘法器具有电压前馈 (VFF) 功能。当线压降防止线电流过度增加时，该功能可保持功率级增益稳定，同时提供软功率限制。详细的说明请参阅TI/Unitrode 应用手册 SLUA196A。VFF 信号通过 PFC 控制器中的内部电流镜产生。流经 VFF 引脚的最大电流为 IAC 电流的一半。下列方程式用于选择 VFF 电阻 (RVFF) 以及滤波器电容器 (CVFF)，以消除 VFF 信号中的 AC 分量。 

 


VFF 信号中的 AC 分量会对总电流谐波失真 (THD) 产生影响。为了满足电源电流 THD 的设计要求，滤波器电极 (fp1) 设置为一定的频率，以限制 VFF 对总电流谐波失真的影响仅为 1.5%。 

 


 

这种控制方法是基于平均和峰值电流模式控制以及下列对电流环路进行补偿的方程式而得出的。这些计算方法使得设计方案更接近正确的补偿，同时必须通过网络分析仪予以微调。在本设计案例中，为了对电流环路 (TC(s)) 进行补偿，我们设定了设计目标：相位裕度为 45 度，而且交叉频率为转换频率的 1/10。 

 


 

VC1 = VC - 0.5 V，VC1 为 UCC28220 PWM 比较器输入端的最大控制电压。说明：方程式 VC1 计入了出现在 UCC28220 PWM 控制器中的 500 mV 失调电压。(61)

 

电流放大器补偿传输函数 (GCA(s)) 如下所述： 

 


需要使用分压器 HCA 来分担 UCC28528 CA 输出端的电压，以保护 UCC28220 的 CTRL 引脚。该分压器应能在各种功率要求的条件下正常工作，而且应对固定变量予以考虑。 

 


为了确保稳定性，电流感应信号需要进行斜率补偿。至少需要将电感电流下斜坡斜率的 50% 加入到电流感应信号中。UCC28220 具有由电阻 RSLOPE 设置的内部斜率补偿功能。 

 


 

UCC28528 需要一只电流感应电阻 (PFCRSENSE) 来监控输入电流。根据所分配的最大容许电流感应电压 (VSENSE)，计算上述电阻的阻值。 

 


 

另外，UCC28528 还采用了电流感应信号来触发功率限制功能。可通过选择适当的乘法器电阻 RMO 来设置功率限制功能。功率限制被设置为满负载功率的 110%，有关功率限制功能如何工作的说明，请参阅 UCC28528 的产品说明书。功率限制之所以设置为满负载功率的 110%，是因为为了避免与 UCC28220 峰值电流（被设置为满负载功率的 130%）的限制功能发生冲突。 

 


 

将环路交叉频率设为零，则可为交叉频率新增 45 度的相位，从而确保控制环路的稳定性。 

 


3.13 电压环路 (TV(S))

 

电压环路补偿主要存在两个限制因素。第一个是衰减 2 x fLINE 输出电容器电压纹波，这就要求减少输入电流谐波失真；第二个就是控制环路稳定性，如果上述当中的一个标准得不到满足，那么 PF 和 THD 就会受到严重影响。 

 

 

为了确保上述环路的谐波失真小，环路的交叉频率 (fC) 设计为 10 Hz。 

 


 

在关键参数的计算工作完成之后，则可构建电源，并对其进行评估。350-W 两相交错式 PFC 的最终设计方案如原理图 7 和图 8 所示。该电源同时还具有一只 2-W 的辅助电源（根据电流断续模式 (DCM) 反向拓扑结构构建）。 

 
4 原理图




 
图 7 350-W 交错式 PFC 升压预调节器原理图


图 8 2-W 反向 PFC/PWM 控制器原理图

 

5 设计性能

 

采用网络分析仪对电流环路 TC(s) 进行测量，而且电流环路不能准确追踪如上所述的模型。TC(s) 增益随着输入电压变化，并在频率约为 30 kHz 时以双极的形式出现。这可能是由于本拓扑结构所需的斜率补偿过大造成的。然而，电流环路却保持稳定且无需调整。请注意：测量电流环路或电压环路需要的是直流输入电压，否则线电流和线电压将会影响环路的测量结果。不能采用设置超低频频率范围的网络分析仪测量电压环路。 

 


图 9                                  图 10 

 


图 11 

 

5.1 输入电感纹波电流消除

 

图 12 所示为当最小输入为 85V RMS 时，线路出现峰值时电感纹波电流的消除情况。从图中我们可以看出，输入电流 (CH4) 是相应电感纹波电流 L1 (CH2) 和 L2 (CH3) 的二分之一。输入纹波电流与电感纹波电流之间的比值与图 2 所示情况一致。请注意：下图中电流的比值为 0.225 A/mV。 

 


图 12                               图 13 

 


图 14 

 

5.2 瞬态响应

 

PFC 预调节器的电压环路通常低于 10 Hz，这也就是说，能对小瞬态做出响应的最快电压环路耗时约为 100 ms。在典型的应用中，PFC 预调节器恢复对瞬态的响应需要比上述数值长达 5 至 10 倍。然而，构建在 UCC28528 控制器件中的大信号比较器可使设计在 200 ms 之内恢复对大信号瞬态的响应。 

 


图 15                                图 17  

 


图 16                                图 18 

 


 图 19                                图 20 

 


图 21                              图 22

 

6 结论

 

通过交错升压预调节器级，电源设计人员可将升压电感的面积乘积减少 50%，同时降低升压电容 RMS 电流。这样，设计人员则可缩小 PFC 预调节器的尺寸，并采用更低 RMS 额定值的输出滤波器电容。

 

由于本设计方案需要许多升压 FET 和升压二极管，因此，在高功耗应用中，交错式 PFC 预调节器将是一个上佳之选。在这些应用中，唯一增加的成本就是用于实现交错式功能的附加控制电路。