引脚功能见表3。

    对应于单管驱动电路的具体设计原理图如图5所示。

    从图5可以看到在光耦的输出脚与MOSFET的驱动极之间，连有一电阻R2，该电阻即为驱动电阻，可以起到限制朗涌电流的作用，但同时也会限制峰值电流，因此要合理选择阻值的大小。
    由于DSP芯片所输出的PWM调制电压信号只有3．3V，无法达到光耦对输入信号的电压要求，因此在DSP的输出端，需要增加一缓冲电路以增大驱动能力，缓冲电路采用74HC245芯片，它采用DIP20封装，其内部结构和引脚排列分别如图6和图7所示。

3．2 控制电路板设计
    本文中，控制电路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP为核心的SY—EVM2407A硬件评估板。其结构图如8所示。它板载TMS320LF2407 DSP芯片，保证了LF2407A全速运行代码的调试。除了DSP内部自带的存储器之外，还添加了128K字的片外RAM，使得系统的调试更为方便。该板对于DSP各个功能引脚的输出均提供了接口，从而可以嵌入到不同的应用系统中去，给硬件的开发与软件的调试提供了便利。
3．3 软件流程设计
    为了对本文提出的新型混合多电平逆变器进行合理的控制，本文设计了基于TMS320LF2407的DSP控制程序，程序均在CCS2．0下编译实现，运用仿真器进行在线调试和Flash烧写，主程序框图和功率驱动保护中端子程序框图分别如图9和图10所示。

4 实验结果
    为了验证本文所提出的如图1所示的新型混合多电平逆变器的拓扑结构的有效性，本文设计了该逆变器系统的单相硬件平台，该硬件平台以TITMS320LF2407芯片作为控制电路，控制方法采用SHEPWM方法，最后用示波器测出了逆变器负载的波形。电路参数设置如下：
    直流单元电压为15V，即V1：V2：V3=3：2：3时，电源电压比Vl：V2：V3=45V：30V：45V
    电感性负载R=95Ω，L=170mH；
    SHEPWM调制基波频率为50Hz
    得到的多电平逆变器负载波形与FFT分析结果如图ll所示。

    当电源比Vl：V2：V3=15V：30V：15V时，波形将退化为四电平，如图12所示。
    
5 结论
    本文研究了一种新型的单相混合多电平逆变器，该拓扑结构具有使用器件少，而输出电平多的优点。该逆变器通过三个直流电源的组合，混合采用二极管与电容箝位的方式，实现了最大六电平的输出，与传统五电平数逆变器相比，具有显著的优点。
    采用SHEPWM的逆变器控制方式，进一步降低器件的开关频率，大大减少了系统的损耗，提高了系统的转换效率，提高了输出波形的质量。