1)开关模态l[t0～t1]
    t0时刻以前，原边电流通过主开关管VT2和VT4，负载由输出电容供电，如图3(a)所示。t1时刻，辅助开关管VTa1打开，CS2和Lr1开始谐振，如图3(b)所示，谐振电容电压的表达式为(初始电压为UCSl)：

    经过半个谐振周期，电感电流为0，谐振电容电压变为一UCS1，故该模态持续时间：

   
    此时，VTa1可以零电流关断。
    2)开关模态2[t1～t2]
    t1时刻，由于并联电容的存在，VT2可以零电压关断。如图3(c)所示，输入电流通过CS1，漏感Llk，变压器的原边以及VT4,CS1电压的表达式为：

   
    副边电流通过VD1和VD4。t2时刻，电容两端电压降至为0，该模态持续时间：

   
    3)开关模态3[t2～t3]
    t2时刻，VT1零电压开通，如图3(d)所示，这期间该变换器像传统结构一样向负载供电。
    4)开关模态4[t3～t4]
    t3时刻，开通VT3，如图3(e)所示。VT3的电流开始线性增加，VT4的电流线性减小。表达式为：

   
    t4时刻，VT3的电流上升至输入电流，VT4的电流减小到0，该模态的持续时间：

   
    可见，VT3是零电流开通，VT4是零电流关断的。
    5)开关模态5[t4～t5]
    输入电流通过VT1和VT3，负载由输出电容供电，如图3(f)所示。变换器开始另一半周期的工作。

2 实现软开关的条件
    由以上工作原理的分析，我们可知，变换器顺利实现软开关必须满足以下条件：
    (1)VT1和VT2必须有死区时间，且该死区时间不能太大，否则其并联电容将被正向充电，以至零电压丢失。以前文分析的半个周期为例，VT2关闭后的死区时间不能太大以至于VT1的并联电容重新被正向充电，那么由式(5)可得，死区时间应该满足

   
    (2)VT3和VT4的重叠时间要足够大，以保证两个下管的电流可以顺利转换。以前文分析的半个周期为例，重叠时间内应该要保证VT4的电流顺利降为0，VT3顺利的上升至输入电流Iin。则由(8)式可得，重叠时间应该满足

3 仿真结果及分析
    为了验证文本提出的变换器的原理，在Pspice里设计了一个50kHZ的模型进行验证。输入电流为Iin=10A，输出电压Uo=325V。一个周期内各仿真波形如图4所示。(a)图所示为主开关管VT1的电压电流波形，从图上我们可以看出VT1可以零电压开通和关断。由于IGBT有拖尾电流效应，因而实际中两个上管可以用MOS管来代替IGBT；(b)图所示为主开关管VT3的电压电流波形，可见VT3顺利的实现零电流开通和关断；(c)图为辅助开关VTa1的电压电流波形，由于辅助电路引入谐振来帮助主开关管实现零电压，因而它是可以零电流工作的，不会给变换器增加额外的损耗。

4 结束语
    本文提出了一种新型的移相控制电流型全桥PWM DC／DC变换器结构。该结构利用辅助网络来帮助两个上管实现零电压工作，利用变压器的漏感来实现两个下管零电流工作。最后的仿真也证明了理论的正确性。由于结构上的特性，该变换器在多路输出的应用中有更独特的效果。