在工作区域，电压增益首先随着频率的增加而降低，这确保了零电压开关所需的相位滞后。控制电路通过改变频率来改变系统增益。最小增益和最大增益之间的差距相当小，因此谐振转换器需要很窄的DC电压输入范围。在这个电源设计中，由PFC级提供窄输入电压范围，建议采用连续传导模式PFC级。

　　利用PFC级，LLC转换器的输入可设置在400V左右。如果所需输出电压为12V、匝数比为40:1，则额定负载下需要1.2的DC增益。无论负载情况如何，频率始终不变。

　　为便于说明，假设输入电压提高到480V，则控制电路需把增益降至1.0，以保持12V的输出电压。在这种情况下，频率会在115kHz（满负载）和130kHz（20%负载）之间变化，从图中可看出何时决定不同负载下的增益曲线与增益为1.0的线在哪个频率下相交。利用前述应用中采用的前端PFC级，在缺输入半波的情况下需要一些额外的增益，即所谓的“保持”时间要求。

　　同步整流

　　次级端的同步整流级是利用新的FPP06R001模块来构建的，如图6所示。

图6 同步整流器模块如何连接在变压器的次级端上

　　用来调整次级电压的二极管通常由MOSFET代替，该模块包含了栅极驱动器和功率MOSFET，采用外引脚极宽的小型单列直插封装，可减小寄生电感和电阻。

　　利用模块来代替分立式组件可以提高效率、减小EMI并简化总体设计。模块中MOSFET的RDS(ON)比分立式解决方案中的小10%，总体封装阻抗小16%，振铃因此减少，从而减小了EMI。栅极驱动器回路的尺寸很小，这又进一步减小了EMI辐射，增强了抗干扰能力，尤其是对漏极上的dv/dt干扰。由于两个棘手回路的布局都已在模块内完成，所以对设计人员而言总体设计变得较简单。

　　图7解释了让栅极驱动器靠近功率MOSFET为什么如此有用。栅极驱动器的非零输出阻抗ZDRV 必须通过寄生阻抗Zstray1和Zstray2，以及栅极阻抗Rg来控制MOSFET，尤其是关断。这时，漏极上的高dV/dt加上栅极路径上的高阻抗，可能引起MOSFET的寄生导通。而利用极短的连线和功能强大的栅极驱动器，几乎可以实现完美的开关。

图7 栅极驱动器电路中的寄生阻抗

　　通过分析功率MOSFET上的电压级，可以创建栅极驱动器信号，确定开关导通的准确时序。一旦完全导通，开关上的电压降可利用公式RDSON×IOUT 算出，因此RDSON越低，电压降就越低，功耗也越低（这时开关损耗忽略不计）。确定正确的功率开关导通和关断时间是非常重要的，这样就可避免体二极管的传导，后者会造成电流换向，最终增大电压降。

　　下表比较了在输出功率为400W（24V，17A）、结温为100℃时，采用不同整流器获得的结果：

　　有意思的是，输出整流器的功耗只与输出电流有关，而与输出电压无关。输出电流越高，同步整流解决方案就越有优势。肖特基二极管的实际限制在10A左右，超出这个限值，整流器的功耗会变得相当大，这是因为正向电压在某种程度上依赖于电流。不过，对于较高的输出电压，肖特基二极管可能更好，因为电流更小并且无需驱动电路。

　　电源系统

　　在欧盟指令下，一种新的电源效率测量方法已被采用，可在25%、50%、75%和100%的额度输出功率下对输入输出功率进行测量。利用这种方法，电源效率可达到93.8%。

图8 初级端和次级端模块采用相同的尺寸，有利于实现非常精细的机械解决方案