由于 Q4 和 Q5 的轮流导通和截止，通过 T1 的次级耦合感应到信号的变化，再分别去控制 VT2 和 VT3的关闭和断开。这样 PFC 电路输出的电压连接到变压器 T2 的初级绕组，并且不断重复进行储能和释能的变换过程，从而感应到次级绕组输出，经过正激式整流得到12 V、18 V、24 V。

该电源主变压器采用双管正激拓扑，两个 MOS 管 VT2、VT3同时导通和截止，在MOS 管关断时，由于变压器初级电感电流不能突变，其绕组上端将变得很负，被 D4钳位于地电位，其绕组下端将变得很正，被 D5 钳位于 V-bus，所以两个 MOS 管关断时承受的电压应力均为 V-bus，便于采用电压应力规格较低的MOS 管。

D6、D8 起保护作用，防止驱动脉冲变为高的瞬间加在 Q2 和 Q3 发射极上的反向电压过高而损坏。

Q2、Q3 在 MOS 管关断时饱和导通，加速关断，从而减小关断损耗。D7 和 D9 同样起保护作用，防止 MOS 管

IC1(NCP1653A）各引脚的参考电压和正、反向电阻见表 4 所示。

NCPl217 是一款电流模式 PWM 控制器，内置补偿电路，工作频率固定，引脚定义如表 5 所示。

IC2(NCPl217)各引脚的参考电压和正、反向电阻见表 6 所示。

增加软启动电路的原因如下：启动时，由于输出电压还没有建立，所以“光耦”IC3 在初级电流小，在次级侧呈较大阻抗，FB 脚电位很高，初级电流峰值将很大，可能会损坏元器件，故增加了缓启动电路、软启动电路。

软启动电路工作原理：VCCPWM 上电后，通过 ZD1、R12 对 C12 充电，当 C12 上电压充满之前的一段时间内，Q1 处于导通状态，FB 脚电压维持较低的水平，可以防止启动时的电流峰值限制点过高；C12 充满电后，电压 为 VCC～VZD1，Q1 截止，完成启动。

9. 12 V和 24 V 稳压电路 (见图 9)

通 过R27、R28 对12 V 电 压取样，通过R29、R30 对24 V 电压取样。用这两个取样信号控制“光耦”IC3A 上流过的电流，再通过“光耦”的“光耦”合作用控制“光耦”IC3B 的导通状态，从而控制 IC2 的②脚，调节 IC2 输出的脉冲宽度，再控制 Q4、Q5 的导通，从而调节 T1 的输出，再去控制 VT2、VT3 的导通，从而控制流过 T2 的电压，完成稳压控制。

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