4.CCM模式为什么对反向恢复指标要求比较高
    结合本例的情况分析，由于用OZ9902A为驱动芯片的康佳LED 42F33000 LED背光电路的工作频率很高，可达到几百千赫，值得注意的是OZ9902在设计上可以工作在DCM（非连续）和CCM（连续）两种工作状态，在外部输入电压和负载变换的情况下，OZ9902有可能在两种工作状态下自动转换，因此升压二极管采用了极短恢复时间的肖特基二极管SB2200。在DCM的模式下（输入电压高／负载轻），开关管是在升压管完全截止以后导通，这样二极管被施加反压的时候已经截止，就没有反向恢复过程，而在连续模式CCM下（输入电压低／负载重），电感中的电流在开关管开／关期间没有断点，也就是说，开关管重新导通的时候，升压二极管的电流不为零，电感L的能量没有完全释放完毕，二极管电流较大的时候开关管突然接通，升压二极管由正向导通突然转为反向偏置，被强制换流。此时，二极管导通期间储存的电荷会产生很大的反向恢复电流，瞬间会全部直接流经开关管，这对开关管也是一个巨大的威胁，如果使用一般反向恢复时间为几百纳秒的普通快速的二极管，开关管会不堪重负，产生很大的损耗和尖峰恢复电流，因此连续模式（CCM）的开关电路对此升压二极管反向恢复参数的要求更加严格，必须使用反向恢复时间极短的超快速二极管（耐压满足要求的情况下，推荐使用肖特基二极管），维修中不能随意代换。这是CCM连续模式的一个显著特点，单就二极管的高要求而言，也可以说这是CCM模式的一个缺点。
    一般而言，反向恢复时间短的超高速二极管特别是肖特基二极管承受浪涌电流的能力和反向电压耐压值相对较低，现在高耐压（600V以上）的超快恢复二极管已普遍应用，肖特基二极管的耐压也可达200V（如SB2200）。最新一代碳化硅（Sic）肖特基二极管在电压耐压值这方面有了很大提高，可达600V以上，应用范围也逐步扩大，不过价格太高，应用不普遍。
    5.DCM模式对二极管的反向恢复参数有没有要求
    DCM模式没有反向恢复过程，那是否就对整流二极管的反向恢复参数没有要求？是否就可用低频的二极管？这是不对的，反向恢复参数是代表二极管的开／关速度，频率越高，周期越短，留给反向恢复的时间就会越短，频率越高就要使用更短反向恢复过程的二极管，DCM模式也是如此。所谓的反向恢复，是一定的正向电流和反压下从导通变为截止的必需的时间，这取决于二极管的特性，低频二极管所需时间会大于快速二极管，如果没有突然施加的反压形成反向的抽出电流（反向恢复电流），在这个正向电流下通过二极管放电自由过渡到电流为零的时间肯定会大于反向恢复时间，这个时间同样和放电回路的二极管有关系，而且低频二极管所需时间也会大于快速二极管。如果在快速二极管（或超快速）正常工作的DCM模式情况下，用反向恢复时间很长的普通二极管会出现二极管放电没有结束的时候，开关管重新导通，DCM模式会受到破坏，二极管太长的反向恢复时间会导致电路不能工作在DCM的状态，变成CCM模式。也就是说反向恢复参数不同的二极管，它的放电时间轨迹是不一样的，低频的会相对延时很多，实际就是速度慢，二极管反向恢复参数关联去磁放电时间，所以说，在DCM模式的情况下，虽然不存在二极管强制换流的硬开合状态，但二极管的反向恢复参数还是应该预先考虑的，要搞清楚因果关系。因此说，工作在DCM状态下，二极管避开了反向恢复的状态，没有反向恢复电流，但不能说，DCM就完全不需要考虑二极管的反向恢复参数，因为恢复时间过长就不能保证在DCM模式，只能说同频下DCM模式对反向恢复参数要求比CCM低很多，只需能维持在DCM的状态，特别是频率不太高，输出电流较小的DCM电源，停滞期比较长，DCM范围内二极管放电时间可伸缩的空间就比较大，因此确实也出现过1N4007这样的低频管长期误用在高频电路的“奇迹”，其实并不神奇，在这种误用的情况下，电路的工作状态或者工作的范围要发生一些变化，会潜伏某种危机。同样分析可以知道，对于CRM临界模式而言也没有反向恢复过程，但二极管的反向恢复时间的增大意味着工作频率趋于降低，所以整流管的选择也要考虑反向恢复参数。CCM模式就不一样了，它是二极管强制换流，一定会有反向恢复过程，这是在预料之中的事情，是不能回避的，对二极管的反向恢复参数要求自然就很高了。反向恢复的时间内，二极管正反向都导通，是非正常的工作状态，所以要尽量缩短或者避开。
    6.升压开关电源的启动保护有哪些方式
    在开机瞬间，升压电路滤波电容的电压尚未建立，由于要对大电容充电，通过电感的电流相对比较大，在对电容充电的过程中储能电感L有可能会出现磁饱和的情况，如果此时开关控制电路工作，在磁饱和的情况下，流过开关管的电流就会失去限制，烧坏开关管。防止开机瞬间储能电感磁饱和的保护方法是对升压开关电源工作的工作时序加以控制，即延时驱动电路的工作，当对大电容的充电完成以后，再启动驱动控制电路。这可以利用控制芯片的使能脚方便地完成，本例（康佳LED40F3300）LED背光电路就是采用这种方式，使能第③脚外接一个具有复位功能的延时电路，通过控制驱动芯片的使能脚的门电路限电压，使得控制芯片的工作适当延时，从而控制开关电源的工作时序。LED恒流驱动电路多采用时序控制的方法。
    同样形式的升压PFC电路有些会并联一个保护二极管D2。见图1所示，这其实也是一种启动保护的方式。除了上述开机瞬间对后面大电容充电容易引起储能电感磁饱和的原因外，在PFC电路中，由于要取得市电100Hz的脉动包络样本，输入端少了一个大的滤波电容，随机的浪涌电压必然也更容易通过储能电感威胁开关管。简单有效的办法就是并接在储能线圈和升压二极管上一个旁路二极管，引导浪涌电压至大电容吸收，启动的瞬间，也给大电容的迅速充电提供另一个支路，防止大电流流过储能线圈造成磁饱和的情况下升压开关管此时开始工作造成开关管过流损坏。D2的加入使得对大电容充电过程加快，其上的电压及时建立，也能使驱动电路的反馈环路及时工作，使得开关升压环路迅速进入受控正常工作。
    前面说过，CCM连续性的模式由于开关管是在电感电流不为零的时候关断的，需要承受更大的应力，要求升压二极管有极低的反向恢复电流和较短的反向恢复时间，D1是超快速恢复二极管或者是肖特基二极管，承受浪涌电流的能力相对较弱，减小反向恢复电流和提高浪涌电压承载力（以及反向耐压数值）是相互制约的，而D2所采用的普通的整流二极管承受浪涌电流的能力很强，如1N5407的额定电流3A，浪涌电流可达200A以上。有的观点认为，该保护二极管D2分流了升压二极管D1上的电流，可降低开机瞬间对升压二极管D1的浪涌冲击，这看似有一定的作用，但应该注意到和储能电感L升压二极管D1和滤波电容的关系是串联的，由于电感上的电流不能突变，电感本身就对通过升压二极管和滤波电容C的浪涌电流起了限制作用，所以该保护二极管主要保护的还是开关管。综上所述，以上电路中二极管D2的作用是在开机、瞬间浪涌输入或负载短路、输出电压低于输入电压的非正常状况下给电容提供充电路径，防止电感磁饱对MOs管造成的危险，同时也减轻了电感和升压二极管的负担，起到保护作用。该二极管的作用仍然可以说是减少浪涌电压的冲击，但主要是为了减少浪涌电压对开关管造成的威胁，对升压二极管也有分流保护作用，但不是保护滤波电容的，恰恰相反，并入保护二极管后对滤波电容的浪涌冲击更大。在开机正常工作以后，由于D2右面为B＋输出电压，电压比左面高，D2一直呈反偏截止状态，对电路的工作没有影响，因而D2应选用可承受较大浪涌电流的普通整流二极管。