图2所示为开关管工作波形，其电压为VDSnom=VDCmax+VRO。开关MOSFET的耐压被用来决定反激电压VRO的值，在其不变的前提下，反激电压设置得越高越好。需要说的是，反激电压是由开关变压器的原、副边匝数比和输出电压来决定的，它是一个不随输入电压变化的量。

图2 开关管漏极波形

　　例如，该开关MOSFET的耐压为650V，则VDSnom电压不要超过开关MOSFET耐压的75%～85%。选择VRO=125V，则在VLinemax=265VAC时，VDSnom=500V，留150V的余量给漏感电压。在应用中可视电路情况增加消尖峰吸收电路。

　　在MOSFET关断时，VDS的上升沿是产生开关电源噪声的主要原因。可在MOSFET的漏-源极之间并联一个共振电容来降低VDS的上升斜率，以期降低噪声。此共振电容的增加也降低了MOSFET 在关断时发生的开关损耗。因此，漏-源极间的共振电容在MOSFET的关断时起了降低噪声和开关损耗两个作用。

　　在MOSFET的关断期间，共振电容会被充电至VDC+VRO。而在MOSFET导通之前，共振电容将和变压器的原边电感发生共振，VDS将从起始的电压VDC+VRO，经半个共振周期后降为VDC-VRO。准谐振电源利用控制器控制MOSFET在VDS的最低点导通，此时的导通损耗达到最小。共振电容的选择非常重要，不合适的共振电容在MOSFET导通时的放电将导致很大的MOSFET导通损耗，使散热器温度急剧增高。

　　起动电阻和辅助电源VCC

　　开机启动电阻在开机瞬间提供给控制电路电源电压，保证控制电路能正常工作。当Vcc脚电压升到15V时，电源芯片FSCQ1265的内部控制电路开始工作，芯片内的MOSFET开始了正常的导通和截止。

　　在正常负载时，Vcc的工作电压设定为18V。当Vcc脚的电压降低至9V时，芯片内部电路和MOSFET停止工作。

　　同步电路

同步电压Vsync取自变压器辅组绕组，它和漏极电压对应关系如图3所示。其中，同步电压Vsyncpk典型值设置为8～10V，它要小于OVP（12V）电压3～4V，超过12V就会产生过压保护。

同步电路波形

　　FSCQ1265RT采用准谐振转换工作方式，电源的频率是随着输入电压和负载的变化而改变的。负载变轻时，开关频率升高。当升到90kHz时，控制电路会使MOSFET在第二个同步谷点导通（见图4），这样会使振荡频率又降了下来，限制电源在轻负载时振荡频率的上升。在负载加重时，开关频率降低，当降低到45kHz时间，进入准谐振工作状态，MOSFET在第一个谷点(VDC-VRO)导通。

图4 延伸准谐振状态

　  反馈控制电路

　　FSCQ1265RT采用电流方式控制，反馈电路保证B+稳定输出。其内置前沿消隐电路(LEB)，防止PWM控制器误工作。

　　正常工作时，当由于某种原因造成B＋电压升高后，通过电阻分压到R极的电压也升高。R极电压的升高引起C极电流的增大，即光耦次级（1、2脚）电流增大。这样，误差取样放大电路将B＋电压的变化转变为光耦电流的变化。因此，光耦初级（3、4脚）的电流增大，电源芯片FB脚电压降低。芯片内部与之对应的比较器上的电压降低，比较器另一个脚接到MOSFET的另一个源极取样电阻Rsense上。因此，当FB脚电压降低即意味着开关管漏极电流的降低，即开关管提前截止，从而使得B＋电压降低，反之亦然。